三线电阻式温度检测器测量系统中励磁电流失配的影响(续)

这篇文章将讨论两种可消除励磁电流失配和失配漂移影响的方法。第一种方法是把内部多路复用器用于大多数集成式解决方案的软件方法。第二种方法是更改电路拓扑结构的硬件方法。

切断励磁电流源
一种用来减少励磁电流失配所致误差的技术是让两个输入端之间的电流流动路线交替变化。这通常被称为"斩波"。把励磁电流注入到RTD电路，然后对它们进行交换，同时获取每种设置下的读数。两个读数的平均值将不受两种励磁电流之间失配的影响。在大多数集成式解决方案中，可用内置多路复用器让到两个输出端的励磁电流流动路线交替变化来实现这一目的。图1展示了如何在该电路中切断励磁电流。

图1：切断励磁电流

当励磁电流被交换时，系统设计人员必须等待，直到输入信号稳定，以便进行有效的测量。趋稳时间基于所选择的模数转换器（ADC）以及已被安装启用的任何外部滤波器。切换多路复用器并等待获取读数会给测量系统增加延迟，这在一些应用中可能是不受欢迎的。随着计时变得越来越复杂，把平均结果转换成温度读数所需的数字处理算法也变得日趋繁琐。

具有高侧参考的三线RTD测量系统
一种可切断励磁电流的更有效替代方法是将参考电阻器放置在RTD传感器的高侧（图2）。在该配置中，仅有一种励磁电流既流过参考电阻器也流过RTD。第二种励磁电流只用于三线RTD引线电阻抵消。因为仅有一种励磁电流会产生参考电压和输入电压，所以电流源失配和失配漂移将不再影响ADC传递函数。任何失配误差只能影响RTD引线抵消的有效性，这与原来的电路没有什么不同。

图2：高侧参考电阻器配置

高侧参考电路配置
通过将低侧参考电阻器移动到RTD的高侧，全新的配置会带来一些附加的设计挑战。首先，从RTD到接地必须连接一个附加电阻器RBIAS。跨RBIAS的电压VBIAS将在ADC的线性输入共模电压范围内改变RTD电压。实现这一目标的同时必须使电流输出数模转换器（IDAC）输出端的电压低于其顺从电压（compliance voltage）额定值。
方程式（1）诠释了适用于图2中电路的输入共模电压VCM。

适用于可编程增益放大器（PGA）的输入共模电压必须保持在产品说明书简要规定的范围之内。方程式（2）展示了最小共模电压VCM MIN的两个极限值。请使用VCM MIN这两个值中较大的一个。方程式（3）诠释了最大共模电压VCM MAX。

在IDAC输出端的电压不得超过顺从电压，否则它们将无法正常发挥作用。方程式（4）诠释了IDAC的顺从电压。

在这种电路配置中，最大IDAC输出电压在IDAC1处，用VIDAC1 MAX表示。用方程式（5）可计算出VIDAC1处的这种电压。

基于3.3V电源，表1展示了最小和最大共模电压以及IDAC顺从电压的值。

表1：使用+3.3V电源时的共模和IDAC顺从电压极限值

在高侧参考配置中，IDAC输出端的电压会提高，因为添加了RBIAS -- 这会降低可用余量。为了满足IDAC电压顺度要求，可能需要通过调节IDAC电流或电阻器值来降低参考或偏置电压。反过来，不同的IDAC电流可能需要调整PGA增益来保持系统分辨率。

凭借所推荐的高侧参考解决方案，满足输入共模和IDAC顺从电压极限值要求仍然是切实可行的。首先，选择超过VCM MIN的偏置电压。这可最大限度地提高余量，以符合IDAC顺从电压要求。然后，基于最大RTD电压选择参考电压和PGA增益设置，旨在最大限度地提高系统分辨率。
表2为使用+3.3V电源合理优化的高侧参考电路列出了电路值，也列出了该电路中的VCM MIN和VCM MAX电压以及VIDAC1 MAX电压。请注意，最大ADC输入电压可充分利用大部分的VREF电压范围，同时确保不违反表1所列共模和IDAC顺从电压极限值规定。

表2：适用于高侧参考电路的电路参数

高侧参考电路总误差
我们分析了由ADC和RREF产生的误差。虽然方程式和误差源保持不变，但输入相关电压误差将基于电路中新选择的IDAC电流和组件值而改变。表3汇总了误差源，并为25℃下的高侧参考电路计算出了总或然误差。如图所示，可消除来自IDAC失配的误差。使用方程式（6）能计算出总误差。

表3：总误差（TA = 25°C）。

总输入相关电压误差可再次被转换为温度误差。

消除励磁电流失配误差的举措能使未校准温度误差减少67％ -- 而在原来的低侧参考配置中计算出的温度误差是1.589℃。

高侧参考电路漂移误差
表4列出了ADS1220在系统工作温度范围（TA = -40°C至+85°C）内的温度漂移误差。如图所示，采用高侧参考配置也可消除由IDAC失配漂移产生的误差。

表4：系统工作温度范围（-40°C至+85°C）内的温度漂移误差

消除IDAC失配所致误差的举措可显著降低输