挑战毫微安电流测量技术(上)

Williams通过Tektronix CT-1的七个采样组，研究了这种增益误差校正对一个正弦频率（32.768kHz）的有效性。他报告说，对一个1mA、32.768kHz 的正弦波输入电流，该器件的输出全部都在 12% 的 0.5% 以内。尽管这些结果看似支持这种测量方案，Williams 仍认为值得说明一件事，即结果来自 Tektronix 的测量。他说："Tektronix 并未保证低于所规定 -3dB、25kHz 低频滚降时的性能。A3 和A4提供的增益为200，因此放大器总增益为224,000。这个数字在A4产生一个针对CT-1输出的1V/mA比例因子。A4的 LTC1563-2 32.7 kHz 带通滤波输出通过一个以 LTC1968 为基础的rms-dc转换器送给A5，该rms-dc转换器提供电路的输出。"Williams 解释说，信号处理路径组成一个频带极窄的放大器，该放大器调谐到晶体的频率。图3画出典型的电路波形。据 Williams说，该晶体在C1的输出端驱动（上迹线），产生一个530nA的rms晶体电流，分别显示为A4的输出（中间迹线）和rms-dc转换器输入（下迹线）。他说："中间迹线可看到尖峰，这是来自与晶体并联寄生路径的未过滤成份。"

　从Williams的电路中可以看到，即使采用积分技术，要测量毫微安电流仍很困难。这个问题非常困难，因为测量者必须实时完成测量。还有更多复杂因素，如这种交流测量需要 32 kHz 的带宽来捕捉示波器电流波形中的大量能量。Williams 用一只传感器来解决这些问题。Tektronix CT-1 传感器（参考文献 2）价格高达 500 美元，但如果没有好的传感器，Williams 就不能从各种噪声中恢复出信号。除了有好的灵敏度以外，CT-1 有 50Ω 的输出阻抗，与高阻抗输出相比可获得较低的噪声信号路径。本例证明的另一个重要原则是，限制信号路径的带宽十分重要。Williams 做了一个窄带放大器链，去除了不感兴趣频率部分带来的所有噪声。最后，Williams 在电路中采用了良好的低噪声设计原则。将重要节点架空连接，尽量减少泄漏路径，而在 50Ω 的源阻抗下，LT1028 可能是所有制造商中提供的噪声最低的一种放大器。

　　毫微微安的偏置电流

　　Paul Grohe 是美国国家半导体公司的一位应用工程师，他提供了另一个测量微小电流的出色案例。数年
前，美国国家半导体公司决定销售 LMC6001，这是一款保证 25 fA 偏置电流的放大器，这意味着该公司需要测量每只器件的偏置电流来验证规格。测试部门无法在计划阶段提供测试设备，所有电路必须装到一个标准的探测卡上。Grohe和同事Bob Pease建造了一个用于概念验证的装置，以证实解析低达1fA小型测试电路的可行性（图4）。很多书籍与讨论中都采用一只积分电容器来测量小电流（参考文献3）。它的原理是，一个小电流可以为一只小电容器充电，你可以读出电压值来推算电流。在某些情况下，电流是来自传感器的外部电流。此时，电流正离开放大器的输入脚。图 5 是一个简单的原理电路，其中的放大器正在测量自己的偏置电流。

　　测量小电流的现实情况远远超过图中所表述的内容。首先，Grohe 不能用器件本身测量自己的偏置电流。如果他尝试将器件自身用作积分器，则无法校正一个插座的效应，以及与测试装置有关的其它泄漏。要做到这一点，需要一个单独的低偏置电流器件作积分器（图 6）。用一只 CMOS 的 LMC660 放大器即可保证偏置电流小于 2 fA。Grohe 用这种技术可以简单地去除任何 DUT（待测器件），而积分器就可以测量自己的偏置电流，以及测试插座和安装积分器的PCB的泄漏电流。

　　图7表明，Grohe并未将DUT插入插座内，所有管脚均未与PCB接触。为尽量减小泄漏，Grohe只将两只电源脚作为长而独立的插座，而且并未安装在PCB上。同样，他将待测管脚连接到一个插座和一个2英寸悬置线上，并将管脚/插座组合连接到积分放大器的输入端。为防止DUT运行在开环状态，Grohe将两个插座焊在一起，将空中悬浮的输出脚桥接起来。空气的流动会带来充电的离子，造成虚假读数，因此Grohe将整个 DUT 封装在一个屏蔽的覆铜盒内。

下一个问题是选择一个积分电容器。开始时，Grohe 感觉最佳的电容器选择可能是空气介质电容器，因此他做了两块尺寸为4英寸×5英寸的大平板，用作积分电容器。这个电容器的尺寸正好是安装 DUT 的第二个覆铜盒的大校采用大电容器被证明是一个坏主意。大面积区域为宇宙射线提供了一个大目标，产生出能影响测量的离子电荷（图 8）。Grohe 接下来尽量减小了电容器的尺寸，同时仍然使用一种良好的电介质。他偶然发现 RG188 同轴电缆使用了 Teflon 绝缘层。2 英寸长的这种电缆可为积分电