应用于手持设备的无线调制解调器电源的设计

主机VHH (正常3.3V)电源通过连接器给C1充电时IC2接收到电源，IC2最低工作电压可保证正确上电工作，即使VHH在其范围的下限(低于正常值的10%)。内部15μs延时使得VHH在/PG输出变为低电平之前达到稳定(在V+端)，同时通知主机此时能够通过EN线使能调制解调器电路。/PG低电平(虚地)使得双电阻分压器接地，可用于检测电池和升压调节器的电压。

当VHH连接时，IC2在/PG变低时将/ONB拉低，IC1开始关闭通过L1的能量，提高VBOOST电压至约3.7V (通过R3/R4的反馈)。最初LDO关断，在VBOOST实现调节时打开，当LDO输出高于2.3V (应该是在3.3V，因为VHH已通过R2给C2充电) IC1进入跟踪模式。跟踪模式是IC1的一项特殊功能，能够迫使VBOOST电压高于LDO电压300mV，可通过连接IC1的OUT和TRACK引脚设置该功能。300mV的余量充许LDO保持稳定，即使在最大输出电流下也能保证所要求的PSRR。因为跟踪模式下电压被强制在所要求的最小值，LDO消耗电池的能量最少。

当IC1的FBLDO引脚为内部基准源电压(通常1.23V)时LDO处于调节状态。FBLDO电压由通过R5的电流产生，该电流正比于通过R2的电流。因而，IC2具有传输函数VOUT = gm(VSENSE)R5，其中VOUT为R5上的电压，VSENSE为RS+端与RS-端之间(R2)的电压，gm = 10-2 mho。当LDO调节时，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/(gm*R5).

使用关系式VLDO = VHH + VSENSE替换上式中的VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/(gm*R5).

将图1所示电路中的数值代入，

LDO = VHH + 1.23/(10-2*104) = VHH + 12.3mV.

设置R5为10kΩ使得检测电压为12.3mV。根据上式，可以选择R2对从LDO到VHH的电流量编程。例如，R2 = 1kΩ，R2上电流约为12μA。

使用IC2 (高端检流放大器)的目的是使用低值高功率、精确的检流电阻精确测量高端电流。该应用在使用10%精度低功率检流电阻(例如1/16W表贴的电阻)中并不常见。我们不关心从LDO到VHH的电流的准确大小。我们只关心这个电流尽量小。

使用高阻值(1kΩ)检流电阻的好处之一便是在 VLDO短路或者过载情况下仅通过R2从主机吸收大约3.3mA电流，这并不足于让系统崩溃。R2值不必为1kΩ;IC2吸收电流约为800mA，所以设置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允许LDO节点(不是主机)为IC2供电。

在另一个可选的配置中，IC2的V+节点可直接连接到LDO而不是VHH。IC2从LDO得到电源，除了在上电期间，此时电源从VHH到R2给LDO供电。这种方案要求PA和调制解调器硬件关断，对LDO呈现高阻特性，使得R2上没有降电压，同样R2的值必须足够小以保证在正常工作(3V)时V+节点具有最小电压。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2必须小于375Ωp。这个值保证了IC2在工作电流0.8mA时在VHH范围的下限(3.6V - 10%)不超过0.3V的压降。

肖特基二极管(D2，D3)与R2并联，在RS+与RS-之间过压时保护IC2。D2、D3引入小量的漏电流，不会影响电路的工作。与R5并联的电容使LDO反馈节点的高频噪声对地旁路，这样保证VLDO电压光滑平稳。前面提到，IC1包括一个具有不定输入和输出的比较器。在这个电路中，比较器监测备用电池电压，当剩余电量接近于能够保持通信连路工作的临界值时向主机报警。

注意到图1中的电路除了适合上述以外的情况外，还适应各种条件。它与其它通信总线兼容，适合用于无线调制解调器与手持设备的交互。例如，包括板卡总线和目前非常流行的通用串行总线(USB)。该电路也接受高达5V的主供电电压。为了获得更大的效率，在一些应用中可将PA直接连接到VBOOST而不是VLDO。这样，VBOOST不需要跟踪VLDO；可以通过单独调整反馈电阻的大小来分别控制这两个电压。

IC1在1.1V时启动，在低至0.7V电压时仍可工作，所以，即使在要求更低RF输出功率电平的升压应用中使用两节镍氢备用电池仍是可接受的。最终IC1是作为一个在重载下具有300kHz开关频率的低噪声PWM调节器。如果需要的话，可以通过将其频率与外部200kHz至400kHz频率的信号源同步(使用CLK/SEL线)来控制波形的谐波分量。在轻载条件中，辐射与传导能量相对较低，可以迫使IC1 (也是使用CLK/SEL线)进入脉冲频率调制(PFM)模式，此模式提供最高的效率以及最长的电池寿命。