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极点跟随的LDO稳压器频率补偿方法

时间:03-11 来源:现代电子技术 点击:
1 引 言

  便携电子设备无论是由蓄电池组,还是交流市电经过整流后(或交流适配器)供电,工作过程中,电源电压都存在变化。例如单体锂离子电池充足电时的电压为4.2 V,放电后的电压为2.3 V,变化范围很大。而各种整流器的输出电压不仅受市电电压变化的影响,还受负载变化的影响。因而近年来,低压差线性稳压器(LowDropout Linear Regulator)以其低成本,高电池利用率,洁净的输出电压等特点,被广泛应用于移动电话、掌上电脑等消费类电子产品,以及便携式医疗设备和测试仪器中。

  LDO|0">LDO稳压器的频率补偿设计,不仅直接决定了频率稳定性,而且对LD0稳压器的性能参数,尤其是瞬态响应速度,有很大的影响。此外,随着当前半导体集成电路工艺的发展,越来越多的功能电路能够被集成于单一芯片中,而现有的LDO稳压器频率补偿技术,对芯片上频率补偿电容的需要,大大阻碍了LDO稳压器芯片集成度的提高和与其他功能电路的系统集成。

  本文对LDO稳压器的频率稳定问题,和现有的频率补偿设计技术进行了理论分析。在此基础上,提出了一种新型的频率补偿方法,并给出了电路实现途径。通过一个采用TSMC0.18 μm混合信号半导体工艺,最大输出电流为100 mA的LDO稳压器设计,对该方法做出了进一步的说明。最后,结合LDO稳压器的HSpice仿真结果,对本文提出的频率补偿方法的效果进行了讨论。

  2 LDO稳压器频率补偿

  LDO稳压器的典型结构,如图1所示。图1中,Vref为具有良好温度特性的电压参考信号,Vin为不稳定的输入电压信号,Vo为输出电压信号。LDO稳压器利用由压差放大器、电压缓冲器、电压调整管Mpass和反馈网络构成的负反馈环路,维持Vo稳定。

  当环路对一定频率的信号的相移达到-180°时,负反馈成为了正反馈,如果环路增益T仍大于单位增益,环路将产生自激振荡,失去稳定Vo的作用,故需要频率补偿设计,来保证在相移达到-180°之前,T已衰减到单位增益以下。在单位环路增益频率fu处,环路相移与180°的和,被称为相位裕度θ。在θ与闭环增益Ac1间存在以下关系:

  由式(1)可以看到,若相位裕度小于60°,则∣Ad∣大于1/β,即发生过冲。过冲会导致LDO稳压器的阶跃响应呈现欠阻尼振荡(振铃)。因而相位裕度不仅是考察频率稳定性的重要参数,而且对瞬态响应也有很大影响。

  图1中存在两个低频极点,分别为位于电压缓冲器输出端的极点P1,和LDO稳压器输出端的极点P2。P1与P2的值由电压缓冲器的输出等效电阻Ro1,Mpass的栅、源极电容Cgs,LDO稳压器输出端的等效电阻Ro2和外接电容Co决定:

  为保证LDO稳压器的频率稳定性和足够的相位裕度,P1与P2的间距(P1/P2)应足够大。但由式(3),P2随着LDO稳压器的输出电流的增大,逐渐向高频移动,使P1和P2的间距缩小,造成频率稳定性变差。

  传统LDO稳压器的频率补偿方法,如图1所示,利用了输出端电容Co及其等效串联电阻Resr,产生一个左半平面(LHP)零点Z1:

  若Resr的取值使Z1与P1足够接近,并相互抵消,则在LDO稳压器的通带内只有一个极点P2,环路相移不会超过-180°。但是,Resr会增加Vo在瞬态过程中的变化幅度,降低对Vin中噪声的抑制,且对Resr取值的要求,限制了Co可选择的类型,增大了使用难度和系统成本。此外,Resr的值还受到环境温度、电压和频率的影响,所以频率稳定性不能得到可靠的保障。

  由于以上原因,当前的LDO稳压器,多采用内部频率补偿。一类内部频率补偿技术借鉴了传统LDO稳压器的零、极点抵消方法,并利用前馈技术,或芯片内部的RC网络和电压控制电流源,产生所需的零点。但是,要做到芯片内产生的零点与相应极点的完全匹配,是非常困难的。而未能相互抵消的零点和极点,会成为LDO稳压器通带内的零、极点对(doublet),造成Vo建立时间的增加。另一类广泛使用的内部频率补偿为米勒频率补偿。米勒补偿具有极点分离的特性,即通过跨接在Mpass栅极和漏极的米勒电容Cm,将P1推向低频,P2推向高频。米勒补偿后,P1与P2由式(2)、式(3)变为:

  其中,gm为Mpass的跨导。

  由式(5),欲使P1远小于P2,则Cm会很大,电路内部对其充放电的过程造成Vo的压摆时间tsr变长。因Co很大,由式(6),P2处于低频,限制了增益带宽GBW。米勒补偿对tsr和GBW的影响,直接增大了LDO稳压器的环路延时td(参看式(7))。虽然通过嵌套的米勒频率补偿方法或电容倍增电路,能够减小Cm,但未能根除Cm对LDO稳压器芯片的集成度的影响。

针对以上问题,下节将给出一种能够保证LDO稳压器的高速,且无需芯

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