手机功率放大器的功率包络跟踪
有足够高采样率和带宽的示波器。
图6. 该测试设置验证了AWG和VSG是同步的。
为了同步AWG和VSG,两个设备必须共享同一个10 MHz参考时钟。参考时钟的来源可以是NI PXI 10 MHz背板时钟,也可以是外部提供的10 MHz时钟。
软件
图7显示的是生成实现ET所需的RF和包络波形所必需的软件步骤。要生成的LTE波形可使用NI LTE工具包来创建,或从文件中读取。然后便可计算包络波形,包络波形是LTE波形的一个函数。您也许还希望进行一些额外的信号处理,比如数字预失真或其他滤波操作来优化用于ET的波形。可对VSG进行配置来生成LTE波形,NI PXIe-5451的配置与NI PXIe-5673E VSG中的NI PXIe-5450 AWG相似(见图5)。接着包络波形便可相对RF波形进行时移,并与用于控制波形生成的硬件脚本一起写入到板载内存中。(查看下面关于"波形生成延迟实现"的内容,了解包络波形时移算法。)最后,多个设备可通过TClk来进行同步和初始化。
图7. 图为生成ET所需的RF和包络波形所必需的软件流程简图。
同步基带包络发生器和RF信号发生器所需的软件相对简单。VSG和AWG共享同一参考时钟后,NI-TClk便可用于同步环节。此时,对AWG和VSG生成的波形进行相位锁定,两个波形之间存在可重复延迟。该延迟是由于NI-TClk没有计算NI PXIe-5450 AWG到NI PXIe-5611 I/Q调制器之间的模拟路径而产生的(详见图5)。由于该延迟为常数,因此可通过设置AWG相对于VSG的延迟来进行消除。对于许多ET应用,AWG相对于VSG的延迟(或VSG相对于AWG的延迟)对于找到延迟优化设备性能至关重要。该延迟必须是可重复的,且具有最低程度的抖动,这是因为就算延迟只偏离最佳值几纳秒,也会使设备的线性度减少若干个dB。
波形生成延迟实现
记住:VSG和AWG之间的延迟控制对于ET芯片测试和特性记述是至关重要的。该延迟可通过在硬件中添加等待采样和偏移采样时钟或通过在软件中使用DSP来实现。虽然在硬件中可实现该延迟,但是它需要ET波形重新采样至200 MHz才能指定纳秒级分辨率的延迟。由于并非每个用户都能够对波形进行重新采样,因此我们更倾向于在软件中实现延迟。
软件延迟算法采用的是离散傅里叶变换(DFT)时移定理,该定理是指通过nd次采样来延迟周期时域波形,其DFT将会以系数变化,其中k是离散频率指数。
您还可使用该结果通过x[n]次采样来延迟nd,操作步骤如下:
1. 取x[n]中的N个点,得到X[k],0≤k≤N-1
2. X[k]乘以,0≤k≤N-1
3. 将得到的结果进行离散傅里叶逆变换
2. 结果
在NI LabVIEW系统设计软件和ANSI C中均附有用于同步波形并可让用户能够实现一个波形相对另一个波形的皮秒级分辨率延迟的范例代码。项目范例位于本文结尾处。图9 显示的是使用NI PXIe-5154 1 GHz数字化仪进行数据采样的LabVIEW采样代码的典型结果。在本范例中,基带包络信号仅为经换算的LTE波形幅度。从图中我们可以看出基带包络与RF波形是一致的。
图9. RF LTE波形与基带包络
图10显示的是LabVIEW ET演示操作的前面板界面。除了一些标准的硬件资源控件外,还有其他一些参数也值得说明一下。首先是波形IQ率。本操作演示中,假定RF和包络波形均以相同的速率采样,速率可以是任意值。之前我们讨论的,如果要以任意量延迟包络和RF波形,两个波形均要以200 MHz的频率重新采样。第二个重要参量是是AWG相对VSG的延迟控件。控件实际上用于控制包络相对于RF波形的延迟,可通过输入负值来控制RF波形相对于包络的延迟。
从图9的RF和包络波形中,我们很难确定精度为纳秒级的波形延迟是否与预期一致。图10中的波形图显示的是一个RF和包络波形范例导出的数字化标记事件。使用标尺,可以看到,RF波形相对于包络延迟了7 ns,这主要是由于NI PXIe-5611上变频器的路径延迟和电缆长度差异。如果要使两个波形完全重叠,则AWG相对于VSG控件应设置为7 ns,如图11所示。
图10. LabVIEW ET演示操作前面板: 标记事件从VSG和AWG中导出。使用标尺,可以看到RF波形相对于AWG延迟了7 ns。
图11. RF波形和包络波形之间的7 ns延迟可通过延迟AWG 7 ns进行补偿。
使用传统的直流电源会消耗大量的电能,这使得对于LTE功率放大器而言,ET性能就变得至关重要。虽然该技术有望显着提高PA效率,但是修改现有测试和特性记述设置来适应ET是一件非常困难且成本不菲的挑战。借助NI平台和本文提供的采样代码,您可以对现有NI PXI功率放大器测试站进行改进,以支持ET,且所花费的成本和时间远低于传统台式设备所要求的。
来源:NI供稿
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