式中：tDFFmin为主管S1的最短关断时间；
VPmax为最大输入电压。
然后可求得负责变压器原边磁通复位的第三 绕组的匝数N3为
2.3.2 输出滤波电感L的计算
要计算输出滤波电感的电感量，首先应确定流经电感的电流△IL的大小。从电感线圈的外形尺寸、成本、过渡响应等方面考虑，△IL取输出电流Io的10%～30％比较合适。在本文中，为了更好地限制输出电流中的纹波含量，取△IL为输出电流Io的10%。综上，由式(13)可求得电感L的大小。
2.3.3 输出电容C4的计算
输出电容的大小丰要由输出纹波电压抑制的限值而确定，也就是由△IL以及输出电容的等效串联电阻ESR确定。通常输出纹波电压取为输出电压的0．3％～O．5%，在本文中纹波电压取0．3％。所以，可求得
在求出ESR后，可根据厂家提供的产品手册选取合适的滤波电容。
3 实验结果
实验样机的主要元器件选型及设计参数如下：主功率器件为HITACHI(日立)的2SKl317，整流管和续流管采用的是IRL3803，变压器原边磁复位电路中所用的二檄管为PHILIPS(飞利浦)的BYV26G。这里必须指出的是，在进行整流管和续流管的选型时，除了要考虑功率器件的耐压、通流能力外，还应特别注意导通电阻值的大小。本文选择的IRL3803是IR公司推出的专门用于同步整流的MOS管，导通电阻只有6mΩ，能够最大程度减小导通损耗和从而减小发热。由式(5)～式(14)计算可得变压器原边、副边、第三绕组的变比为170：3：255；输出滤波电感为14．72μH；电容为9900μF。负载为单体铅酸蓄电池。
实验主要技术条件如下：开关频率为55kHz。正向工作时，输入电压Vi为400(1±5％)V，额定输出电压Vo为2V、输出电流为20A；反向工作时，输入电压为2(1±10％)V。
经测最，系统工作时稳压、稳流精度均可达到小于O．5％的设计要求；装置最高效率为86．7％。主要实验波形如图6～图8所示；能量正／反向流动时，系统的效率曲线如图9所示。
图6为给蓄电池充电时整流管、续流管驱动信号的实测波形。此时原边主管波形与整流管完全同步。图6中通道l为整流功率器件的驱动波形，通道2为续流功率器件的驱动波形。图7为能量反向流动时，整流功率器件、续流功率器件的驱动信号实测波形，此时原边主功率器件不动作。图7中通道1为整流功率器件驱动波形，通道2为续流功率器件驱动波形。图8为能量正向流动时，DC/DC变换器输出2V电压的实验波形。从图8中可看出，输出稳压精度高，电压纹波很小。
4 结语
本文提出了一种基于微控制器LPC2119的全数字双向DC/DC变换器。其主要特性有：
(1)采用全数字控制，硬件设计简洁、可靠性高；
(2)应用同步整流有效降低通态损耗，系统效率高；
(3)输出稳压、稳流精度高，系统控制性能好；
(4)系统成本低。
实验证明本变换器原理正确，工作安全可靠且具有良好的控制性能，可应用于单体蓄电池充／放电等多种既要输出低压大电流又要控制能量双向流动的场合，具有广阔的市场前景。
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