关于光耦和TL431的问题

我们在设计电源的时候，一般常用的隔离型的反馈也就是光耦+TL431，关于其调节这也是一个热点和难点，在这个帖子中尽管没有TI FAE的解答，但仍然是有学习的地方，因为在这方面我也遇到了好多问题，在此与大家分享一下，帖子的链接为：http://www.deyisupport.com/question_answer/analog/power_management/f/24/t/69116.aspx。作者的疑问为：

1.我在计算各个电阻的时候， 计算R5和数字电阻的阻值时， 是要让数字电阻分压为2.5V么（TL431极限电压）？ 然后根据输出电压分压计算？

2.我的输出电压变化范围很大， 是从58V到320V之间的变化。  所以。。。   给TL431供电的反馈端是不是要用稳压呀？  主要我是觉得， 当电压变化时，TL431上是2.5V, 那么加在R3上的电压一变化，电流就变化了呀，这样反馈过去的电压就变了呀。。。。

3.计算光耦三极管端参数（R1,R2）时， 按照论坛上大大们说的： 取光耦二极管端电流为1.5mA？  然后计算出原端电流，按照这一电流计算R1和R2，对吗？

开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，如输出电压要求不高，也可以使用稳压二极管和PC817，
德州仪器公司（TI）生产的TL431一是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V范围内的任何值（如图2）。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。

其结构图如下：

由图可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管 的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。

前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若V o增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在VI等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA 。

R13的取值，R13的值不是任意取的，要考虑两个因素：1）431参考输入端的电流，一般此电流为2uA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R13的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求，如有此要求，在满足12.5K的情况下尽量取大值。
TL431的死区电流为1mA，也就是R6的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R17<=1.2V/1mA=1.2K即可。除此以外也是功耗方面的考虑，R17是为了保证死区电流的大小，R17可要也可不要，当输出电压小于7.5v时应该考虑必须使用，原因是这里的R17既然是提供TL431死区电流的，那么在发光二极管导通电压不足时才有用，如果发光二极管能够导通，就可以提供TL431 足够的死区电流，如果Vo很低的时候，计算方法就改为R17=（Vo-Vk）/1mA（这里Vk=Vr-0.7=1.8v）；当Vo=3.3V时R17 从死区电流的角度看临界最大值R17=（3.3-1.8）/1mA=1.5k，从YL431限流保护的角度看临界最小值为R17=（3.3-1.8）/100mA=15Ω。 当Vo较高的时候，也就是Vo大于Vk+Vd的时候，也就是差不多7.5v以上时，TL431所需的死区电流可以通过发光二极管的导通提供，所以这是可以不用R17。
   R6的取值要保证高压控制端取得所需要的电流，假设用PC817（U1-B），其CTR=0.8-1.6,取低限0.8，要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R6的值<=(15-2.5-1.2)/7.5=1.5K,光二极管能承受的最大电流在50mA左右，TL431为100mA，所以我们取流过R6的最大电流为50mA，R6>（15-2.5-1.3)/50=226欧姆。要同时满足这两个条件：226<R6。
有的电路设计中增加提升低频增益电路，用一个电阻和一个电容串接于控制端和输出端，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差，牡电就是提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，电阻和电容的频率越低，其提升的相位越高，当然最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5初，约提升相位78度。
     流过U1-A的电流Ic的电流应在2－6mA之间，开关脉宽调制会线性变化，因此PC817三极管的电流Ice也应在这个范围变化。

而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过PC817的Vce与If的关系曲线，可以正确确定PC817。当PC817二极管正向电流If在3mA左右时，三极管的集射电流Ice在4mA左右变化，而且集射电压Vce在很宽
的范围内线性变化。符合控制要求。因此可以确定选PC817二极管正向电流If为3mA。再看TL431的要求。从TL431的技术参数知，Vka在2.5V－37V变化时，Ika可以在从1mA到100mA以内很大范围里变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。因此只选3-5mA左右就可以了。
确定了上面几个关系后，那几个电阻的值就好确定了。根据TL431的性能，R11、R13、Vo、Vr有固定的关系：Vo=(1+ R11/R13) Vr 式中，Vo为输出电压，Vr为参考电压，Vr＝2.50V，先取R13值，例如R13＝10k，根据Vo的值就可以算出R11了。
再来确定R6和R17。由前所述，PC817的If取3mA，先取R6的值为470Ω，则其上的压降为Vr6＝If* R6,由PC817技术手册知，其二极管的正向压降Vf典型值为1.2V，则可以确定R17上的压降Vr17＝Vr６+Vf，又知流过R17的电流Ir17＝Ika－If，因此R17的值可以计算出来：     R17= Vr17/ Ir17= (Vr6+Vf)/( Ika－If)
根据以上计算可以知道TL431的阴极电压值Vka，Vka＝Vo’－Vr17，式中Vo’取值比Vo大0.1－0.2V即可。
举一个例子，Vo＝15V,取R13=10k，R11＝（Vo/Vr-1）R13=(12/2.5-1)*10=50K;取R6＝470Ω，If＝3mA，Vr6＝If* R6＝0.003*470＝1.41V；Vr17＝Vr６+Vf＝1.41+1.2＝2.61V;
取Ika =20mA，Ir17＝Ika－If ＝20－3＝17，R17= Vr17/ Ir17=2.61/17=153Ω;
TL431的阴极电压值Vka，Vka＝Vo’－Vr17=15.2-2.61=12.59V
结果：R6＝470Ω、R17＝150Ω、R1３＝10KΩ、R1１＝50K。

仅供参考

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共同学习

"可以确定R17上的压降Vr17＝Vr６+Vf"，没能理解这句话，从给出的原理图上来看，R17与U1-B并联之后再与R6串联，R17上的压降怎么也不可能是Vr17＝Vr６+Vf，只可能是Vr17＝Vf；