基于UCC25600的48V/30A电源设计
前几年做过一款UCC25600通信电源模块DCDC的预研，在这里跟大家分享一下，因为时间比较长了，有些数据也没有来得及仔细整理，有不当的地方也请大家指正。
首先，简单介绍一下通信电源系统，一个完整的组合通信电源系统包括五个基本组成部分，分别是交流配电单元、整流部分、直流配电单元、蓄电池组、监控系统。
系统架构图如下图所示。
作为硬件开发人员，主要负责设计其中的整流模块，通信电源模块常用的硬件架构如下图所示
这个整流模块，从头到尾做个，花多长时间？
这个不太好说，与公司的人力、技术平台都有关系，如果完全从零开始，可能需要1年
接下来主要说一下DCDC部分，近些年随着谐振控制的盛行，主流的大功率DCDC拓扑都会选用LLC，甚至小功率电路上应用也很多，有逐步取代有源钳位等趋势，优势不言而喻，高效，好的源效应、负载效应，EMC方面的出色表现等等。
从控制策略来看，因为基于TI的C2000数字平台比较成熟，主要有两种，一种是原边电流控制策略，另外一种是副边电压控制策略。
1.原边电流控制策略
控制的原理可以参考上面的仿真图，严格来说，这种控制方式称为功率环控制较为合理，采样副边电压与基准电压比较后做为功率环基准，采样DC/DC原边电流后与PFC电压相乘，做为功率环反馈。
优点：与PFC控制策略类似，电压外环，电流内环，外环实现输出电压调节，内环满足限功率和限流态性能，较适合于通信电源对于输出外特性的要求。
缺点：控制策略复杂，负载动态极难处理，如果采用模拟控制，该方案不太可能实现，需要线性光耦隔离，成本高。
2.副边电压控制策略
电流环的输出可以改变电压环的基准，在恒压态，由于不触发限功率和限流态，所以电流环与电压环断开，DC/DC电路单环工作。当输出电流超过了给定值，触发了电流环动作，电流环的输出将动态调节电压环的基准，直到整个环路稳定，实现限流输出。
优点：常态时，电压单环工作，环路控制策略简单，负载动态响应速度快，电路结构简单，直接采样输出电压和电流，不需要复杂的隔离传输电路，成本低，可靠性高。
缺点：为了满足一些限流态的杂音指标，电流环的带宽会做的很低，导致电流环响应速度慢，在由恒压态至限流态的暂态过程中，电流应力大，通常需要增加额外的限流电路。
各大厂家都有比较成熟的LLC方案，当时做了一些简单对比（可能现在新推的芯片会有所改进）
由于 FSFR2100 内部集成了 MOSFET，适合用于特定功率等级（<400W）的电路，难做功率拓展。ICE1HS01G 死区时间太大，影响效率，也不能通过死区时间做 PWM 控制。
相对L6599 和NCP1396，UCC25600 只有 8个引脚，成本相对较低，外围电路简单，是首选。
接下来说一下功率电路设计,经验上来说,功率电路采用对称半桥的结构谐振电容的应力会比采用单个电容要小,所以决定采用对称半桥
设计规格
输入: Vin_min= 385V, Vin_max= 415V, Vin_nom= 400V
输出: Vo_min= 42V, Vo_max58V, Vo_nom= 53.5V, Io_max= 37A, Po_nom= 1740W
考虑传导测试150KHz的起始频率, 选择谐振频率 fr= 130KHz, 额定输入输出时,工作在谐振频率附近, 最高工作频率fmax= 340KHz, 死区时间 td= 200nS
下面是变压器变比和谐振腔参数选择的一些计算草稿
理论计算结果, Cr= 150nF, Lr= 10uH, Lm= 62uH, fr= 130KHz
磁性元器件具体的计算这里就不多说了，简单提一点磁性元器件的损耗.
首先计算均是在假设磁芯表面温度为100℃, 铁氧体磁芯损耗为
因为该公式与温度相关 , 一般铁氧体厂家不给出该公式, 只给出磁芯单位损耗与频率和工作磁通密度的曲线, 所以需要先拟合x、y的值. 很简单, 在图上选取两个点, 比如频率为200kHz曲线A点Pcv=1000, 曲线B点为2000, 则据此可以计算出y值, 并可以以此为依据计算处A和B两点之间任一点的Pcv值.
实际选用的磁芯为3C95 PQ35/35两对并联，谐振电感选用3C95 PQ26/25，因为当时只是评估芯片性能，手工绕了一个，并未做优化，所以就不给出磁性器件承认书了。
MOS的选择，计算很简单，电压、电流应力，注意降额
由以上对比可知，STW26NM60N>SPW20N60C3>FCP20N60
STW26NM60N在通态电阻、寄生电容、热阻等方面比其他均有明显优势，因为只是方案评估，没有去关注价格，但是STW26NM60N在价格差不多的情况下肯定作为首选，SPW20N60C3作为第二选择。实际优化定型需要根据效率对比。
接下来说一下控制电路，UCC25600 经环路反馈控制流过RT脚的电流来调节频率，环路补偿这块就不多说了，因为没有做太多的验证，网上也有很多资料。这里主要说一下轻载的工作模式，其频率范围为50kHz~350kHz，大于350kHz则进入BURST MODE。由于实际设计时可能不会在全范围内仅依靠调频就能满足42V~58V的增益要求，空载或者轻载时需要用PWM方式调节或者进入BURST MODE。但进入BURST MODE的话，在空载时的杂音很难满足GR947或ETS300-132的要求，也不利于电池的充放电。由器件资料可知，死区时间是由流过DT脚的电流控制的，所以尝试设计一个电路可以通过控制流过DT脚的电流来控制死区时间，从而达到轻载PWM目的。
我们需要设计一个可以通过反馈电压来调节RT脚电流大小的电路。原副边通过光耦隔离，由器件资料可知，在光耦副边用两个电阻来限制芯片的最大最小工作频率，原边根据想设计的电流大小来选择一个合理的电阻值。
有芯片资料的介绍，光耦在DT端固定一个电阻来设定死区时间，用不同的电阻来调整死区时间，由内部电路可以看出，在DT脚有个2.25V的电源，改变DT脚的电阻实际改变的是RT脚的电流，然后通过光耦传输电流信号，送给死区时间发生器，再把信号传送到振荡器，控制输出脉冲的死区时间。
基于以上原理，设计PWM电路。由于原副边同样需要隔离，同时调频区间和调宽区间也需要区分开。在调频段不调节死区时间，即使PWM不工作，在这里使用二极管进行钳位电压。
另在光耦副边设外置电源对DT脚的电流进行调节。
控制原理图如下所示：
理论计算
已知条件：
频率范围：90kHz~340kHz
调频范围：0~8V
调宽范围：8~13V
供电：芯片VCC为15V，光耦副边上拉电阻为12V
说明：选用最大频率为340kHz基于芯片4%的精度误差和屏蔽芯片进入BURST MODE。
据以上边界条件选择元件。
PFM
电流与频率的关系如下图：
fmax=340kHz Ifmax=4.1mA R5=625R
fmin=90kHz Ifmin=1.08mA R6=2.31k
光耦副边最大电流为4.1mA-1.08mA=3.02mA
通过下表可得当原边电流为2.7mA时，光耦的CTR为1.14，副边电流最大为
Imax=2.7*1.14=3.08mA
光耦选择边界条件：传输电流最小值要大于2.7mA。考虑到裕量要求，实际可选用5~10mA的光耦。
反馈电压范围为0~8V，为防止离散性，留出1V的裕量，即输入是0~7V，考虑到光耦的压降
电阻两端的实际电压为0～5.9V R2= 2.19Kohm
PWM
设定死区时间为200ns
RDT=7.5kohm Td=200ns
在调频态时，光耦不通，故R4+R7=7.5k。R7越小，副边的电流越大，光耦的规格书给出的电流都在1mA以上，故我们尽量使光耦传输电流在大于1mA的范围内。取R7=330R，R4=5.1k+2.05k=7.15k
R4+R7=7.45k，理论Td=198.8ns
光耦原边电流尽量在1~5mA的范围内，由上表可得，当光耦原边为5mA时，CTR=1.4，副边电流为7mA。
光耦选择的边界条件是：传输电流大于5mA。考虑到低温或者高温条件下CTR只有原来的70%~80%，实际选择考虑选择10mA左右。
运放选择的边界条件：输出电流大于5mA，考虑到温度的影响，实际选择在10mA左右。
为防止光耦体内三极管进入饱和态导致无法调节，假定光耦副边Vce最小压降为2V，则
R3=（12-2）/7-0.33=1.1k
对于光耦原边，设计打算用一7V的稳压管钳位，加上光耦原边1.1V的压降，保证在8V以下光耦不导通，在8~14V进行死区时间调节，为防止离散性，留出1V的裕量，即在8V~13V区域内进行调宽。由此可得出 R1=（13-8.1）/5=980R
感谢分享
继续更新，附上一些测试结果
R5=620ohm
R6=2.05kohm
当R2=2.05k时，频率达到340k时的电压为6V
当R2=2.55k时，频率达到340k时的电压为7V
当R2=2.81k时，频率达到340k时的电压为7.5V
选择R2=2.55k
调频时死区时间为188ns,电压0V
优化电阻为R4=5.1k+2.55k=7.65k，此时死区时间为
测量值与设计值基本吻合
评估过程中有几个问题，希望TI的工程师可以解答一下
1.在占空比很小时，继续调节电压，发现频率和占空比同时在变化，首先是频率变小，而后占空比逐渐减小。如下图所示：
是干扰还是芯片本身造成的？
1)测量R3与R8量电阻电压均无变化
2)为防止飞线太多引起的干扰，在一新PCB上重新布置一个只有UCC25600及其外围电路的电路，发现问题依然存在，在占空比1%以下频率和占空比同时跳变。
说明先降频后调宽是芯片本身的问题。
由于实际使用时是不允许存在这种情况的，所以后续需要做实验看在闭环大动态情况下是否会进入此状态。不进入此状态的话，当然最好。如果会进入此状态的话，就需要限制占空比了。直接加大R3的电阻即可以实现。
芯片降频的原因是什么呢？
可能原因：由于UCC25600没有给出它的clock width，猜测会不会如果小于它的最小周期之后，发生未知的情况呢？
第二个问题是，测试时发现有占空比不对称的情况，如下图所示：
是干扰还是在调节死区时间芯片固有的缺陷？以下方法验证了一下
1.查看调频区间是否存在死区时间不对称的现象
结论：由于调频区间死区时间也不对称，基本可以确定是干扰问题。
为确切得出结论，在另一只有UCC25600及外围电路的PCB实验，如下：
结论：由于有震荡，测试结果稍有差距，但可以下结论死区时间是对称的。在调宽时死区时间不对称的情况是干扰的原因。
同样，在调节过程中也存在着死区时间差异很大的情况，但实际在另一个飞线很少的电路调节死区时间过程中无此现象。如下图所示：
初步结论
1、通过调节死区时间可以进行PWM调节，但由于电流信号较小，所以对干扰比较敏感，后续PCB布板时需注意。
2、选择光耦和运放的时候要能够输出10mA左右的电流。
接下去会分享一下闭环实验的结果。
在全桥的电源板上改了一个板桥，实际采用的控制电路如下所示
在实际搭建闭环电路过程中，发现使用的SOURCE电流无法稳压，改成SINK电流可以稳压，所以实际使用电路如上图。实现运放输出7~13V调频，0~7V调宽。
当运放输出7~13V时，调频的光耦导通，通过RT脚进行调频。此时由于稳压管的作用，被反向截止，调宽的光耦不工作，此时死区时间固定。
当运放输出0~7V时，调频的光耦同样导通，但UCC25600的频率被限制为最大频率，此时定频工作，稳压管两端电压超过截止电压时，稳压管导通，通过光耦进行调宽。
1. PWM
结论：UCC25600调宽功能可以实现，但很小负载时会降频工作。
注：实验时没有在340kHz实现调宽功能，因为虽然从外围电路上限制最高频率，但减小负载还是会进入BURST MODE，甚至限到280kHz时也进入了BURST MODE，说明对干扰较敏感，布板时需注意。
2、53.5V、58V、42V负载频率曲线
结论：
1、58V、53.5V、42V满载对应的频率分别为109.7kHz、124.3 kHz、170.3 kHz
2、对比开环实验，53.5V满载时频率为121.8kHz，频率有所提高。
3、58V满载频率前后两次相差较大，分别为102k和110k，仿真的结果为101.5kHz，102kHz应该是比较准确的数据，以上仅作为参考。
3、下行负载点
结论：1、53.5V时负载点在0.6左右，负载动态情况下不会进入调宽态。
4、原边最大电流
结论：最大电流在58V30A的时候，峰值为15.5A，此时有效值为10.96A
5、电容最大电压
结论：谐振电容最大电压为410V，我们选用的是650Vac的电容，降额为0.63。
6、负载调整率
在不改变线路及参数情况下，每一次测试结果均不同，甚至是相反的，所以不足作为负载调整率的依据。
下面在UCC25600的DEMO板上加调宽电路实测负载调整率如下：
结论：负载调整率单调，但调频和调宽区间斜率不同。
7、OC参数
已知Vcrmax=410V,选用0.25W电阻,fmin=100k
Rs=33.6k,取R=33k
Cs=3nF,取Cs=3.3nF
Rp=252.7,取Rp=270欧姆
Cp=0.37uF,取Cp=0.33uF
仿真结果如下：
正常58V满载时，OC脚电压
因为只有OC脚电压大于1V才会拉低，所以可以保证正常情况不会触发保护。由于OC脚是通过检测Cr上的电压，经过分压来的，所以当MOS直通时，Cr被短路，此时OCP不起作用。谐振电容短路的路，要么直接拉到地，要么接PFC电压，OCP同样不起作用。
谐振电感短路，58V满载短路仿真结果如下：
N_2460为谐振电容电压波形，n_2552为OC脚电压
由以上可知，当谐振电感短路时，OCP不能进行有效保护。
当输出电流>50A时，OCP才会起作用，输出58V，R=1.16欧姆，仿真结果如下：
结论：UCC25600的OCP只能防止输出电流大于50A时的变压器过载，对直通或者谐振电容、电容短路情况不能进行有效保护，需另外增加专门的OC电路。TI是否有成熟的电路推荐？
有一个问题，在电池充电状态，例如42V，如果充电电流比较大，电源工作在高频状态，例如300KHZ，这时候是否软开关，器件的热怎么样？
LIANGPING HU1
有一个问题，在电池充电状态，例如42V，如果充电电流比较大，电源工作在高频状态，例如300KHZ，这时候是否软开关，器件的热怎么样？
低压大电流可以工作在软开关状态。温升没有具体测试数据，MOS直接由机壳散热，并有风冷，应该是没问题的，这个模块没有量产，所以无法给你全面的测试数据。
你好！我准备用25600做一个48V/30A ;60V25A的充电器，能提供原理图或设计应用参考一下吗？