数字电视发射机中功率放大器的设计方法

个网络对一个复阻抗有最佳匹配，则网络的输出阻抗等于负载阻抗的复数共轭值。现在的负载阻抗是纯实数ＲＬ，所以最佳输出匹配电路反映到器件漏极负载的阻抗是ＲＬ的复数共轭值，即：

　　ＲＬ＝（ＶＤＤ－ＶＤＳ（ｓａｔ））２／２Ｐ

　　其中ＶＤＤ是工作电压，ＶＤＳ（ｓａｔ）是拐点电压，Ｐ是输出功率。

　　根据上式可以算出，ＭＲＦ３７３的ＲＬ大约为６Ω。

　　本文中的放大电路采用分离元件和分布参数元件混合使用的方法。由于电感比电容有更高的热损耗，所以在此类电路中通常避免使用电感，而使用高阻抗的传输线代替。混合类型的匹配网络通常包括几段串连的传输线以及间隔配置的并联电容。该放大器的输入匹配部分采用了四节连阻抗变换，输出匹配采用五节连阻抗变换的混合电路形式。输入、输出匹配网络拓扑图如图２、图３所示。

　　２ 电路优化与仿真结果

　　由于数字电视发射系统要求放大电路必须工作在线性放大状态，可以用小信号Ｓ参数法分析。借助器件厂商提供的小信号Ｓ参数文件，可以用ＡＤＳ对整个电路进行小信号Ｓ参数仿真，得到小信号增益、端口匹配、隔离及稳定因子Ｋ。表２为ＭＲＦ３７３在（Ｖｃｅ＝２６Ｖ、Ｉｃ＝５００ｍＡ）下的Ｓ参数。

　　用ＡＤＳ进行电路仿真并不能达到设计要求，需在此基础上进行电路优化。当只有小信号Ｓ参数作为模型来设计功率放大器时，电路优化的步骤一般为：首先尽可能以ＲＬ（相对最大输出功率的负载电阻）匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值；然后再优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。需要注意的是：在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，然后在工作频率下对其优化，达到与ＲＬ的最佳匹配。图４为放大电路的仿真结果，图５为电路最终优化结果。

　　３ 测试结果

　　经过大量实验和反复调试，实测结果如图６所示。该驱动级放大器工作于线性状态。由图６增益曲线图可知，整个频带内增益平坦，为１２ｄＢ左右，与仿真结果大致一样。回波损耗小于１５ｄＢ，带内驻波比小于１．３。输入功率２瓦时，用功率计测得输出功率２５Ｗ，信号幅度稳定，其交调抑制小于－３５ｄＢ。各项指标满足系统要求，与国外同类数字电视发射机中放大器的指标接近，成本大大降低，为今后数字电视发射机的国产化研制奠定了基础。

　　可用于移动接收地面数字电视的天线设计

　　1、在移动中接收数字电视，因为信号是随不同地理位置变化，而信道特性是作动态变化的，这就要求天线对不同信道的动态特性变化的稳定可靠性作出实时反映，在移动中天线须在全方位范围内保证一定的带宽和增益。为此我们设计出一种全方位圆柱体螺旋微带天线，它把1/4波长的微带谐振器呈螺旋状地绕在具有一定厚度(h)的空心圆柱体上，其微带贴片与地板构成同轴圆柱体，体积比较短小，可以和任何载体(例如汽车)共形，同时可以设计成任何规格(50Ω，75Ω)与同轴电缆联结，不须匹配网络，且空芯内部可以安装有源电子器件。

　　选择具有一定厚度(h)的介质，是为了增加辐射电导使辐射对应的Qr值和总的QT值下降，从而增加带宽。当介质基片选定后介电常数εr和损耗角正切tanδ这一对数据就同时给出，当εr减小时介质对场的“束缚就减小，此时天线就易于辐射，但相对于天线的储能就减小，Qr值下降，频带加宽，但εr的减小会使介质基片尺寸加大，选择大的损耗角正切才能使Qr下降频带加宽，但此时天线效率却降低很多，所以要统筹考虑。

　　因为εr和tanδ是频率的函数，所以选择好介质基片后要进行实测，以免设计馈电点的位置出现偏差而影响阻抗匹配。我们选用的介质材料是聚四氟乙烯(PTFE)，按设计尺寸一次冲压而成型，然后用蒸发，离子镀铜工艺镀带线和地板。

　　2、对微带带宽W的确定

　　因为带线长度λg/4与εe(等效介电常数，λg＝λ0／εe)有关，当εr和h为已知时，W就取决于εe，可按下列公式计算：W＝C*fr(εr＋12)－12

　　式中，fr――工作频率；C――光速；εr――相对介电常数。

　　数字电视一般工作在470～860MHz范围内，带宽为6～8MHz，增益在4dB左右。当选用小于上式计算出的宽度时，其天线效率将会降低，大于上式时虽然效率较高但易产生高次模影响图像的清晰度。为避免工程上的复杂计算，在设计微带线时对不同介质、不同尺寸的带线特性阻抗，可查阅微带天线工程手册中给出的W/h，εe，Z0值。?

　　3、对螺旋微带线的修正

因为螺旋微带线的终端是开路的，我们理论上认为终端开路具有无限大的开路负载阻抗，实际上它不是真正的开路，在开路端存在着电场的边缘效应，相当于在终端附加了一个终端电容，为了抵消这个终端电容的影