光载无线通信系统的传输限制与抑制方法
实验系统
本文基于奇数边带抑制的方法进行了40 GHz的RoF的全双工系统的实验，如图1所示。在中心站，分布反馈式激光器产生连续的光波，输入强度调制器(IM)。2.5 Gb/s的下行数据与10 GHz的射频信号混频产生电毫米波，用此电毫米波驱动IM，对光载波进行调制，实现抑制奇数边带调制格式，得到的频谱图如图2(a)所示，两个二阶边带的频率差为40 GHz。经过20 km的SMF-28传输后，到达基站。经过光纤传输前后的下行数据眼图如图3(a)和图3(b)。抑制了奇数边带的光信号经过级联的环形器和FBG滤波器，载波被滤除，频谱中只含有双频二阶边带，频谱图如图2(b)所示。滤除了中心载波的两个二阶边带的光毫米波再通过高速光电检测器变成电毫米波。电混频器将40 GHz的本振(LO)信号与接收到的毫米波混频进行相干解调得到基带信号，通过低通滤波器(LPF)，进入到误码测试仪进行误码检测。而由FBG反射出来的中心载波作为上行链路的载波由环形器输出，频谱如图2(c)所示。将2.5 Gb/s的上行数据调制到上行载波上，调制后的光谱如图2(d)所示，再经过20 km的SMF-28到达接收机解调测得误码。传输前后的上行数据眼图如图3(c)和图3(d)所示。
现在讨论此系统的传输性能。首先关于色散的分析，针对本文提出的抑制奇数边带的方案系统进行分析，通过计算得到最大传输距离为74 km。如果利用载波抑制方法，利用20 GHz的RF信号产生40 GHz RoF系统的方案，当取色散参数和光中心波长一样时，色散时间差和本文提出的利用奇数边带抑制的方法是相等的。这就表明色散对这两种方案性能的影响是相同的。而本文采用的本地振荡信号只有10 GHz，降低了对调制器的带宽需求，也降低了系统的成本，是一种成本有效的产生高频毫米波的方案。而对于非线性的影响在这里主要考虑第二类非线性，可以通过控制入纤功率来控制光纤非线性对系统的影响，实验中控制入纤功率为2 dBm。我们测得下行数据传输不同距离解调后的眼图如图4所示，经过40 km光纤传输后，眼睛仍然张开，证明系统性能良好。而对于上行数据眼图，由于从FBG反射过来的载波中还有一些二阶边带成分，即所说的信道间串扰而使得上行数据眼图中包含两种模式。但是从上行数据误码率曲线来看，传输了20 km后功率代价小于1 dB。综上所述，此系统传输性能很好。
2.2 基于载波抑制的40 GHz的OFDM-RoF系统。
通过光载波抑制调制方式产生40 GHz光OFDM毫米波信号的RoF系统如图5所示。在中心站，分布反馈式激光器产生连续光波，输入强度调制器(IM)。10 GHz的射频信号倍频后得到20 GHz的RF信号驱动IM，调节驱动器偏置电压实现载波抑制调制方式，光谱如图5(a)所示，可以看到载波抑制比为22 dBm。经130 km单模光纤传输后在基站实现OOFDM信号的解调和接收。本文得到传输不同距离后的OFDM的星座图如图6所示。发现传输130 km后的信号接收星座图效果依旧很好。这是由于在传输OFDM信号系统中，系统带宽是由N 个子载波占用，符号速率就相当于单载波传输模式的1/N。正是因为这种低符号速率使OFDM系统可以自然地抵抗符号间干扰。又由于传输的OFDM信号各个子载波是正交的，当OFDM信号的保护间隔大于多径时延时，就可以保证在快速傅里叶变换(FFT)运算时间内不会发生信号的相位跳变，在接收时，个别的相位偏移不会破坏整体OFDM子载波的正交性。如图6所示，当传输50 km之后，星座图有些发散，这是由于某些子载波发生了相位偏移，但是发散不大，总体来说，星座图效果很好。本文还测量了不同传输距离后的误码率曲线如图7所示，与背靠背接收相比，OFDM传输1×105点数据的条件下，对采集的数据进行解调计算，传输了50、110、130 km光纤后，其误码为10-4时对应的接收功率分别为为-19.5、-18.5、-17.5 dBm，其功率代价分别为0.5、1.5、2.5 dB，说明OFDM信号的码间串扰小。若传输2.5 Gb/s的不归零码(NRZ)信号代替OFDM信号，得到的解调眼图如图8所示。从图8可以看出传输60 km后，眼图由于色散的影响已经发生畸变，码间干扰严重。
图9为NRZ信号的误码率曲线，传输了20 km后，在，其误码为10-9时对应的接收功率分别为-23 dBm，其功率代价分别为1 dB。
3 结束语
本文针对色散提出了两种RoF系统，一种是基于外调制的40 GHz的RoF全双工系统，采用此系统传输40 km光纤后下行眼图依旧很好，上行链路由于器件泄露而对上行数据的串扰影响较小，上行数据的功率代价小于1 dB。另一种方案是基于外调制的40 GHz的OFDM-RoF系统，通过合理设计OFDM信号产生高质量OFDM信号，由于OFDM信号具有抗衰落和码间串扰以及色散的能力，所