复数混频器、零中频架构和高级算法千丝万缕的关系

回到图5所示的复数混频器，我们知道其架构消除了镜像而无需外部滤波。而且，在零中频架构中可以优化效率，使得信号路径处理带宽等于所需信号带宽。图7所示的概念图说明了其实现原理。如上所述，如果I比Q超前90°，则仅LO上侧会有输出。如果Q比I超前90°，则仅LO下侧会有输出。因此，如果产生两个独立基带信号，其中一个设计成仅产生上边带输出，另一个设计成仅产生下边带另一个设计成仅产生下边带输出，那么可以在基带中将其相加并施加于复数发射机。结果将是具有不同信号的输出出现在LO上侧和下侧。在实际应用中，组合基带信号以数字方式产生。图7所示求和节点仅是为了说明此概念。

图7.零中频复数混频器架构

零中频红利

利用复数发射机产生单边带输出具有相当大的好处，可减少为消除镜像所需要的RF滤波。然而，如果镜像相消性能足够好，使得镜像可忽略不计，那么可以使用零中频模式来进一步发挥该架构的优势。零中频允许我们使用特别创建的基带数据来产生RF输出，从而在LO两侧出现相互独立的信号。图8显示了这是如何实现的。我们有两组相互独立的I和Q数据，用符号数据编码，接收机可以根据基准载波的相位进行解码。

图8.深入考察零中频复数混频器配置中的I/Q信号

初始观测显示：Q1比I1超前90°，二者的幅度一致。类似地，I2比Q2超前90°，其幅度同样一致。将这些独立信号合并，使得I1 + I2 = SumI1I2，Q1 + Q2 = SumQ1Q2。相加后的I和Q信号不再表现出相位和幅度相关性—其幅度在所有时候都不相等，二者之间的相位关系不断变化。所得的混频器输出将I1/Q1数据置于载波的一侧，将I2/Q2数据置于载波的另一侧，如上所述及图7所示。

通过将彼此相邻的独立数据块置于LO的任一侧，零中频使复数发射机的优势得到加强。数据处理路径带宽绝不会超过数据带宽。因此，理论上，在零中频架构中使用复数混频器便提供了一种解决方案，其不需要RF滤波，同时还能优化基带功率效率，降低不可使用信号带宽的单位成本。

到目前为止，本文的重点是复数混频器用作零中频发射机。同样的原理反过来也成立，即复数混频器架构可以用作零中频接收机。针对发射机说明的优势同样适用于接收机。使用单混频器接收信号时，首先必须利用RF混频器滤除镜像频率。在零中频工作模式下，无需担心镜像频率，高于LO的信号接收与低于LO的信号接收是相互独立的。

复数接收机如下图所示。输入频谱同时施加于I和Q混频器。一个混频器通过LO驱动，另一个混频器通过LO + 90°驱动。接收机的输出为I和Q。对于接收机来说，要想由经验证明给定输入对应的输出将会如何并不容易，但如果输入信号音高于LO，如图所示，那么I和Q输出将处于(信号音 – LO)频率，并且I和Q之间会有相移（I比Q超前）。类似地，如果输入信号音低于LO，那么I和Q输出同样是在(LO – 信号音)频率，但这时是Q比I超前。通过这种方式，复数接收机可以区分高于LO的能量和低于LO的能量。

复数接收机的输出将是两种I/Q信息之和：一种代表接收到的高于LO的频谱，另一种代表接收到的低于LO的频谱。这一概念已在前面针对复数发射机做过说明，其中是将相加后的I信号和相加后的Q信号施加于复数发射机。对于复数接收机，接收相加后的I信息和相加后的Q信息的基带处理器可利用复数FFT来轻松区分较高频率和较低频率。

图9.零中频复数混频器接收机配置

收到相加后的I信号和相加后的Q信号时，有两个已知量——相加后的I信号和相加后的Q信号——但有四个未知量，即I1、Q1、I2和Q2。由于未知量多于已知量，因此似乎无法解出I1、Q1、I2和Q2。然而，我们还知道I1 = Q1 + 90，I2 = Q2 – 90，有了这两个已知关系后，便可利用收到的相加后的I信号和相加后的Q信号解出I1、Q1、I2和Q2。事实上，我们只需解出I1和I2，因为Q信号是I信号的副本，不过相位偏移±90而已。 限制

实践中，复数混频器试图完全消除镜像信号。这一限制对无线电架构设计有两个突出影响。

即使有性能限制，复中频仍能带来切实的好处。试考虑图10所示的低中频例子。由于性能限制，我们确实能看到镜像。然而，同对单混频器设计的预期相比（参见图6），该镜像已大为衰减。虽然复数混频器仍需要滤波器，但对该滤波器的要求可以放松很多，其实现也较简单，成本较低。

图10.复数混频器的实际实现注意衰减的镜像。

滤波器复杂度与镜像和所需信号之间的距离成反比。如果使用零中频配置