测量高速ADC的INL和DNL

VDIFF与零的偏移代表积分非线性。

积分型模拟伺服环

另一种办法也可以用来测试ADC的静态线性参数，与前面的办法相似但更复杂一些，这就是使用积分型模拟伺服环。这种方法通常是用于要求高精度测量、而对测量速度没有要求的测试设备。

典型的模拟伺服环(见图2)包含一个积分器和两个电流源，连接于ADC输入端。其中一个电流源向积分器注入电流，另一个则吸出电流。数值比较器连接于ADC输出并对两个电流源进行控制。数值比较器的另一输入由PC控制，后者可以对N位转换器的2N - 1个测试码进行扫描。

图2. 模拟积分伺服环的电路配置

如果环路反馈的极性正确的话，数值比较器就会驱使电流源“伺服”模拟输入跟随给定的代码跳变。理想情况下，这将在模拟输入端产生一个小的三角波。数值比较器控制斜坡信号的方向和速度。在跟随一次跳变时积分器的斜率必须快，而在采用精密数字电压表(DVM)进行测量时，为了降低叠加的三角波过冲峰值，又要求积分器足够慢。

在MAX108的INL/DNL测试中，伺服板通过两个连接器连接到*估板(见图3)。第一个连接器建立起MAX108的主(或副)输出端口和数值比较器的锁存输入口(P)的连接。第二个连接器将伺服环(数值比较器的Q端口)和用于生成参照码的计算机连接起来。

图3. 借助MAX108EVKIT和模拟积分伺服环，该测试装置可以确定MAX108的INL和DNL特性。

数值比较器的判决结果解码后通过P > QOUT输出端输出并送往积分器单元。每一次的比较结果都独立地控制开关的逻辑输入，驱动积分电路产生出满足需要的斜坡电压，供给待测器件的两路输入。这种方法具有其优越性，但也有一些不足之处：

为了降低噪声，三角斜坡应该具有低的dV/dt。这有利于产生可重复的数码，但要获得精确测量它需要很长的积分时间。

正、负斜坡的斜率必须匹配方可达到50%点，并且必须对低电平三角波取平均后才可获得所需要的直流电平。

在设计积分器时常常要求仔细选择充电电容。为了尽量减小由于电容的“存储效应”而造成的潜在误差，应选择具有低介质吸收的积分电容。

测量精度正比于积分时间而反比于建立时间。

将一个数字电压表连接到模拟积分伺服环中，就可测出INL/DNL误差与输出量的关系(图4a和图4b)。值得注意的是，INL与输出码关系曲线中的抛物线形或弓形曲线表明偶次谐波占主导地位，若曲线呈“S状”，则说明奇次谐波占主导地位。

图4a. 该曲线给出了MAX108 ADC的典型积分非线性特性，由模拟积分伺服环测得。

图4b. 该曲线给出了MAX108 ADC的典型微分非线性特性，由模拟积分伺服环测得。

为了消除上述方法的缺陷，可以对伺服环中的积分单元加以改进，代之以一个L位的逐次逼近寄存器(SAR) (用于捕获待测器件的输出码)、一个L位DAC、以及一个简单的平均值电路。再结合一个数值比较器，该电路就组成了一个逐次逼近型转换器结构(见图5和后续的“SAR转换器”部分)，其中，由数值比较器对DAC进行控制、读取其输出、并完成逐次逼近。同时，DAC提供一个高分辨率的直流电平给被测N位ADC的输入。在这个实例中，采用一个16位DAC将ADC校准至1/8LSB精度，同时获得最可信转移曲线。

图5. 用逐次逼近寄存器和DAC结构取代模拟伺服环中的积分器单元

当接近终值时，由于受到噪声的影响，数值比较器会来回跳动而变得不稳定，此时，平均值电路的优势就突显出来了。平均值电路包含两个除法计数器。“参考”计数器具有2M个时钟的周期，其中M是一个可编程的整数，用来控制计数周期(同时也决定了测量时间)。“数据”计数器仅在数值比较器输出为高时递增，其周期等于前者的一半，即2M-1个时钟。

参考计数器和数据计数器共同工作的效果是对高、低电平的数量进行了平均，结果被保存于一个触发器，并进而传送到SAR寄存器。这个过程重复16次(在本例中)后便产生了完整的输出码。和前面的方法一样，它也有优点和不足之处：

测试装置的输入电压由数字量定义，这样可以简便地修改求取平均值的测式样点。

逐次逼近方式提供给待测器件模拟输入的是一个直流电平，而非斜坡电压。

不足之处在于，反馈环中的DAC限制了输入电压的分辨率。

SAR转换器

SAR转换器的工作类似于旧时药剂师的天平。一边是未知的输入采样，另一边是由SAR/DAC结构产生的首个砝码(最高有效位，等于满量程输出的一半)。如果未知重量大于1/2FSR，则保留首个砝码并再增加1/4FSR。否则，用1/4FSR砝码代之。

将这个步骤重复N次，从MSB到LSB，SAR转换器就可得到所需要的输出代码。N是SAR结构中DAC的分辨率，每个砝码代表1个