运算放大器的稳定性(九)：电容负载稳定性（下）

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仿真器快速检测等效 Zo 模型与实际 INA152 Zo 相比的准确性。等效 Zo 模型结果如图 9.36 所示，并与图 9.35 作了相关对比。由此可见，等效 Zo 模型非常接近，因此可以继续进行稳定性分析。

图 9.35：Zo 等效模型与 INA152 Zo 对比

图 9.36：TINA 图：INA152 等效 Zo 模型

现在我们可利用 Zo 等效模型分析负载电容 CL 对 INA152 输出的影响。从 Aol 曲线中，我们可以看到在CL＝10.98kHz 时造成的附加极点（如图 9.37 所示）。

图 9.37：计算 Zo 与 CL 造成的极点（fp2）

我们在图 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。

图 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 电路

从图 9.39 我们可以看出模拟结果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我们预测的 10.98kHz，因此可以继续分析。

图 9.39：Zo 与 CL=10nF 时的 fp2 图

图 9.40：CL=10nF 时，Aol 修正曲线的 TINA 电路图

现在我们可以对 CL=10nF 的实际 INA152 进行 TINA 模拟，并使用图 9.40 的电路将其与预测响应进行对比。

图 9.41 的 TINA 模拟结果显示了 INA152 运算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 时造成的低频极点以及 Zo 与 CL=10nF 在 fp2=11.02kHz 时产生的第二个极点。请记住，我们曾经根据一阶分析预测fp2=10.9kHz，并根据 CL=10nF 的等效 Zo 模型预测 fp2=11.01kHz。

图 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲线的 TINA 图

图 9.42：输出引脚补偿：CMOS RRO

我们在图 9.42 中确定用于 CMOS RRO 运算放大器的输出引脚补偿方法。此方法的图形与适用于双极性发射极跟随器运算放大器的输出引脚补偿方法的图形非常类似。我们首先利用由 Zo 与 CL 造成的极点 fp2 修正运算放大器的最初 Aol 曲线（见图 9.41）。一旦创建了该曲线（修正 Aol，CL=10nF），我们就可以绘制从 CL=10nF 的Aol 修正曲线与 0dB 交叉点开始的第二条曲线（最终修正 Aol）。从上述起点我们按照每十倍频程 -20dB 的斜率画到比 CL=10nF 的Aol修正曲线的 0dB 交点低一个十倍频程的点(100kHz)。我们在 fzc1 极点将斜率修改为每十倍频程为 –40dB。我们在 fpc2 极点与原始 INA152 Aol 曲线相交。通过使极点和零点相互保持在一个十倍频程内以保持环路增益相位在环路增益带宽范围不低于 45 度，这样上述建议的最终 Aol 修正曲线符合我们所有经验标准。另外，我们建议的最终Aol曲线修正还满足在 fcl 极点闭合速率为每十倍频程 20dB 的一阶稳定性标准。

图 9.43 详细说明基于 Zo 及 Slide 47 的预期最终Aol修正曲线的公式。此外，我们注意到在CCO 短路时由于 RCO 与 CL 相交造成的另一个高频极点。

图 9.43：输出引脚补偿公式：CMOS RRO

我们在图 9.44 中建立一个 TINA Spice 电路，用于证明可以预测 Zo、CCO、RCO 及 CL对 Aol 曲线所产生的影响的公式。

图9.44：预测 Zo、CCO、RCO与CL 造成的Aol修正影响的 TINA 电路

图 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影响

我们从图 9.45 可以看出模拟结果，用于检查针对 Zo、CCO、RCO 与 CL的 Aol 修正公式。预测的 fpc2=1kHz，实际 fpc2=1.23kHz；预测的 fzc2=10kHz，实际 fzc2=10.25kHz；预测的fpc3=106kHz，实际 fpc3=105.80kHz。根据我们的等效 Zo 模型，我们的预测非常接近模拟结果。

根据图 9.43 的分析及相关模拟证明，我们可以创建如图 9.46 所示的最终 Aol 修正预测。最终闭环响应 Vout/Vin 预计为平直曲线，直到环路增益在 fcl 位置达到零点，此时预计其遵循所示的Aol修正曲线。