符合“能源之星”固态照明标准的离线型LED驱动器GreenPoint参考设计

相关电路图见图2。

　　设计过程

较高的开关频率可以减小变压器尺寸，但同时会增加开关损耗。本参考设计选择了100 kHz版本的NCP1014作为平衡点。这个单片转换器的能效预计约为75%，因此，要提供8 W输出功率，预计需要10.6 W的输入功率。输入工作电压范围是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半导体的动态自供电(DSS)电路，藉减少元件数量简化了启动。这集成控制器的散热考虑因素决定了最大输出功率。电路板上的铜区域会散热并降温。当转换器工作时，反激变压器上的偏置绕组会关闭DSS，降低转换器的功耗。较低的工作温度使更多的电能可以提供给负载。

下文简单介绍本参考设计各电源段所选择的元器件及部分相关选择理据。详细的设计过程参见安森美半导体的《用于“能源之星”LED照明应用的离线LED驱动器参考设计文档套件》，网址是：http://www.onsemi.cn/pub_link/Collateral/TND371-D.PDF。

1)电磁干扰(EMI)滤波器

开关稳压器从输入源消耗脉冲电流。有关谐波含量的要求限制了电源输入电流的高频分量。通常滤波器由电容和电感组成，可以削弱不良信号。输入线路上连接的电容以与输入电压呈90° 的异相电流导通，这种转移电流通过位移输入电压与电流之间的相位降低了功率因数，故需要在滤波需求与维持高功率因数之间取得平衡。

根据电磁干扰的属性及滤波器元件的复杂特性，电容C1和C2起始选择了100 nF电容。选择的差分电感L1用于提供L-C滤波器频率，约为开关频率的1/10。所使用的电感值是：

实际设计中选择的是2.7 mH电感，这是一个标准电感值。基于这个起点，根据经验来调节滤波器以符合传导干扰限制。电容C2增加到了220 nF，从而提供干扰限制余量。电阻R1限制浪涌电流，并在出现故障时提供易熔元件。根据应用环境的不同，可能需要熔丝来满足安全要求。注意在初级总电容较小的情况下浪涌电流较小。

2)初级钳位

二极管D5、电容C3和电阻R2组成钳位网络，控制由反激变压器泄漏电感造成的电压尖峰。D5应当是一个快速恢复器件，额定用于应对峰值输入电压及反射到变压器初级上的输出电压。600 V额定电流为1 A的MURA160快速恢复二极管是D5的适宜选择。电容C3必须吸收泄漏的能量，同时电压只有极小的增加，1.5 nF的电容足以用于这类低功率应用。电阻R3必须耗散泄漏的能量，但并不必须会降低能效。该电阻根据经验选择47 kΩ。需要注意的是，该电阻和电容C3的额定电压是125.5 V。

3)偏置电源

二极管D6对偏置绕组提供的电源整流。200 mA电流时额定电压为100 V的MMBD914二极管是D6的适宜选择。初级偏置由电容C4、电阻R3和电容C5来滤波。选择的C5为2.2 µF，C4为0.1 µF，R3为1.5 kΩ。

4)输出整流器

输出整流器必须承受远高于630 mA平均输出电流的峰值电流。最大输出电压为22 V，整流器峰值电压为93.2 V。所选择的输出整流器是3 A、200 V、35 nS的MURS320，提供低正向压降及快开关时间。2,000 µF的电容将输出纹波电流限制在25%，或是峰-峰值144 mA。

5)电流控制

通过监测与输出串联的感测电阻RSENSE的压降，维持恒定的电流输出。电阻R11连接感测电阻至通用PNP晶体管Q1的基极-射极结。当感测电阻上的压降约为0.6 V时，流过R11的电流偏置Q1，使其导通。Q1决定了流过光耦合器U2的LED的电流，并受电阻R4限制。光耦合器U2的晶体管为NCP1014提供反馈电流，控制着输出电流。

设定输出电流Iout=630 mA则要求感测电阻RSENSE=0.85 Ω。感测电阻由4颗并联的元件R6、R7、R8和R9组成，选择R6和R7的阻值为1.8 Ω，选择R8的阻值为10 Ω，而让R9开路，从而产生约0.83 Ω的总感测电阻。

6)功率因数控制

在本电路中维持高功率因数有赖于缓慢的反馈响应时间，仅支持给定输入电源半周期内反馈电平略有改变。对于这种电流模式的控制器件而言，最大峰值电流在半周期内几乎保持恒定。与传统反馈系统相比，这就改善了功率因数。