逆变器直流侧有源滤波器对不平衡与非线性负载的补偿

为I·sin(ωt＋θ－)=sin(ωt＋1＋)I=；B1=（24）θ－=1＋；1=θ－（25）

因此，只要满足上述条件，就会消除中性线中由于采用“C相断开”不平衡负载而引起的基频零序电流。这个补偿结果在下面的研究中也将用到，电流Iin.f1的推导采用前面已经说过的开关函数法Iin.f1sin(ωt＋1－)－cos(2ωt＋21－)（26）

将式（24）和（25）代入式（26）则得Iin.f1·sin(ωt＋θ－)－·cos(2ωt＋2θ－)（27）

由于有源滤波器1的作用，输入电流Iin.r为

Iin.r=Iin.f1＋Iin（28）

将式（19）和（27）代入式（28）得Iin.r=A1·I·cosθ－cos(2ωt＋θ＋)－cos(2ωt＋2θ－)（29）

式（29）说明：Iin中的基波分量，是由于有源滤波器1的作用被消除的。因此合成电流Iin.r由直流分量和二次谐波分量组成。消除Iin.r中的二次谐波分量，应采用由开关S9～S12和电感L2组成的全桥有源滤波器2来消除。消除的方法是用有源滤波器2产生一个与二次谐波分量大小相等、相位相反的Iin.f2，使Iin.f2与二次谐波分量抵消。

式（29）中的后两项二次谐波之和，即－cos(2ωt＋θ＋)－cos(2ωt＋2θ－)

的值，由图8（b）中的向量图及余弦定理得

()

控制技术

(a)半桥有源滤波器的控制电路

(b)全桥有源滤波器的控制电路

图9直流侧两个有源滤波器的控制电路

a=
（30）

由正弦定理得=所以sinα=

α=arcsin()

(31)

故：－cos(2ωt＋θ＋)－cos(2ωt＋2θ－)=－a·cos(2ωt＋α＋θ＋)（32）

将式（32）代入式（29）得：Iin.r=A1·Icosθ－a·cos（2ωt＋α＋θ＋)（33）

由式（12）得：Iin.f2=cos（2ωt＋2迹)（34）

故：Ii=Iin.r＋Iin.f2=A1·I·cosθ－a·cos（2ωt＋α＋θ＋)＋cos（2ωt＋2迹)(35)

由式（35）得到消除Iin.r中二次谐波分量的条件为a=；B1=（36）α＋θ＋=2迹；2=α＋θ－（37）

当满足式（36）和（37）条件时就能消去式（29）中的二次谐波分量，使Ii=A1·I·cosθ。

对于三相四线逆变器，必须采用两个有源滤波器，即有源滤波器1和2，联合使用这两个滤波器，就可以消除直流环中由于不平衡负载引起的低频脉动电流及无功伏安。同时，中性线中的电流INr也被消除，由此，直流环电容上就没有基频零序电流流过。前面已经说过，非线性负载与不平衡负载对直流环节输入电流的影响相同，故用上述方法同样也补偿了非线性负载的影响。详细说明请参阅有关文献。

三相四线逆变器中半桥有源滤波器1和全桥有源滤波器2的控制电路如图9所示。图9（a）是半桥滤波器1的控制电路，图9（b）是全桥滤波器2的控制电路。与图3相同，图9所示控制电路也是采用两态滞后电流跟踪控制。图9（a）使INr跟踪Iref.1≡0，以消除中性线电流；图9（b）使Ii中的二次谐波分量跟踪Iref.2≡0，以消除Ii中的二次谐波分量。

32仿真结果

对采用半桥有源滤波器1，全桥有源滤波器2及无源滤波器LoCo综合进行滤波补偿的三相四线逆变器进行仿真，得到图10－图18的结果。图10表示的是三相四线逆变器的电压和电流波形，其中图10（a）是输出电压uaN的波形；图10（b）是线电流ia的波形；图10（c）是线电流ib的波形。图11表示的是“C相断开”的中性线电流iN=ia＋ib的电流波形及iN的频谱。图12表示的是输入电流iin的波形及其频谱。图13表示的是有源滤波器1的波形，其中图13（a）是电压uRN的波形，图13（b）是电流iNf的波形。图14表示的是合成中性线电流iNr=iNf＋iN的波形图及其频谱。图15表示的是直流环节向有源滤波器1提供的电流iin.f1的波形图及其频谱。图16表示的是直流环节电流iin.r=iin＋iin.f1的波形及其频谱。图17表示的是直流环节向有源滤波器2提供的电流iin.f2的波形。图18表示的是合成输入电流ii的波形与频谱。

4结论

当三相逆变器带不平衡或非线性负载时，会使直流输出电流出现2倍于逆变器工作频率的脉动分量，

逆变器直流侧有源滤波器对不平衡与非线性负载的补偿

（a)输出电压uaN的波形

（b)线电流ia的波形

图10三相四线逆变器的电压和电流波形

（c)线电流ib的波形

（a)iN波形

（b)iN频谱

（a)iin波形

（b)iin的频谱

图12输入电流iin的波形及其频谱

（a)电压uRN波形

（b)电流iNf的波形

图13有源滤波器1的波形

图11“C相断开”中性线电流(iN=ia＋