减小D类放大器的EMI

3a给出了传统的PWM型D类输出LC滤波器，及其理想值。为简单起见，可假设扬声器负载具有理想的8电阻，并且忽略电感的直流阻抗。通过一些简单的SPICE仿真便可得出问题所在。图3b给出了图3a中滤波器对差分输入信号的频率响应。给出了两个输出结点(FILT1，FILT2)相对于GND的响应曲线。图中给出的器件值在30kHz的频率以上具有理想的二阶滚降，以及理想的瞬态。音频带内群延迟特性在4μs内保持平坦。

图3.(a)传统的差模无源LC滤波器，(b)对于差分输入信号的频响，(c)共模信号频响。

图3c给出了共模输入时同一滤波器的输出。同样，两个输出的响应曲线均相对于GND。输出结果(Y轴偏移)具有很大的尖峰，并具有明显的欠阻尼。结合共模信号下滤波器的等效电路(图4)，就很容易理解为什么会出现这一结果。由于仿真时采用理想匹配的电感和电容器，因此阻性负载上差分信号为零，因此不会LC元件不会出现任何衰减。L1与C1谐振(L2与C3同理)产生峰值。在时域内(图中未显示)，这种情况将会出现较大的过冲和振荡。注意，输入共模信号时，C2将引入一个零点。因此滤波器的截止频率(此时称作谐振频率可能更加准确)将高于差分输入时的截止频率。

图4.共模输入下，图3a中传统LC滤波器的等效电路

这时你或许会问，这样会有问题么？如果该频率下输出频谱共模能量为零，那么便没什么问题。然而，如果峰值频率与D类放大器开关频率正好相等，则扬声器和连线上将出现较大的输出电压幅度。同时，MAX9704的扩展频谱调制(SSM)模式将使欠阻尼滤波器在音频频带以上引入相当的噪声。扩展频谱模式是引脚可选的，此时高频开关能量为“白噪声”，可以通过逐周期随机调整开关时间降低噪声幅度。这种扩展频谱方案简化了无滤波应用中的 EMI兼容性设计。

欠阻尼共模响应问题

针对上述共模问题的解决方案之一是保留图3a的基本结构，但增加抑制高谐振共模信号的阻尼元件。图5a给出了在两个输出节点和GND之间串联RC元件。如果应用中对效率的要求不是很高，可以在输出节点和GND之间仅连接一个电阻，但电容器C4和C5将有助于降低R1和R2上的额外功率损耗。

C4和C5的值应权衡选取：一方面增大C4与C5值有助于R1和R2衰减尖峰，另一方面应减小C4和C5降低高音音频(高达20kHz)下的损耗。如果共模截止频率远大于差模频率，则很容易进行选择，例如只需增加C2相对于C1和C3的比率既可实现。增加共模截止频率，则可减小C4和C5的值，同时增大 R1和R2的值，这样将降低R1和R2上的音频损耗。若共模截止频率太高，则电缆上的共模成分就会过多，因此，必须合理选择差分和共模的-3dB频点的比率。本案例的滤波器采用了1:5的比率。

图5.在传统LC滤波器的每个输出端增加一个RC网络(a)，可以改进差分信号的频响(b)和共模信号的频响(c)。

图5b为图5a滤波器对差分输入的响应，图5c为共模输入的响应。注意：图5c中共模截止频率较高(-3dB带宽约为110kHz，差分输入为28kHz)，带有平缓且合理控制的尖峰。该截止频率远高于最高音频(也低于D类开关频率基波)，因此具有较好的效果。

有些低开关频率(200kHz至300kHz)应用不适合采用图5c所示的方案。对于这类产品可能需要采用其他方法和拓扑结构。MAX9704立体音D类放大器(图 6)可设置为940kHz固定频率模式(FFM)(FS1=低，FS2=高)，此时效果最佳。工作在FFM模式下的MAX9704通过引脚选择将开关周期设为恒定值(具有三个可选项)，以满足应用需求。

图6.MAX9704立体声D类功率放大器的典型应用电路

图7和图8给出使用图5滤波器对MAX9704进行滤波时的时域性能。两种情况下负载阻抗均为8。图7同时显示了FILT1和FILT2节点的波形图(顶部的迹线)，以及得的1kHz差分输出波形(底部的迹线)。顶部迹线的噪声是输出开关信号滤波以后的残余信号(电源电压为15V)。图8为图7迹线的细节显示。注意：纹波主要来自940kHz开关频率，两通道上表现为共模信号的形式。还应注意输出上没有高次谐波，表明有效抑制了EMI(幅射EMI的起始测试频率通常高于30MHz)。

图7.用MAX9704驱动图5a电路时FILT1和FILT2上产生的信号波形(同时显示在顶部的迹线)，以及差分输出(底部的迹线)。

8.顶部迹线显示了图5a电路输出中残余的纹波电压，纹波成分主要为开关频率基波(此时为940kHz)。滤波器高于该频点的二阶滚降很好的抑制了所有高次谐波。纹波几乎只有共模分量(底部的迹线)。

本文讨论的滤波器设计均假设负载阻抗为8。音圈电感导致20kHz的频率范围内，多数宽范围动圈扬声器的阻抗变高。该特性有助于实现高效率的无滤波器工作，但选择滤波器件以降低EMI时，应考虑阻