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用户电能质量综合补偿器与在线UPS工作原理

时间:03-16 来源:互联网 点击:

图4 对市电电压补偿的物理示意图

2.2 变压器Tr的变比

变压器Tr变比k的大小,取决于市电电压变化的范围。当用作电能质量综合补偿器时,由于市电电压的允许变化范围为±10%,实际有的地方变化范围可达±20%,所以变比k应取±25%;当用于补偿式在线UPS时,当市电停电时电压的变化为100%,故k值应取1:1,以全电压对市电电压进行补偿。

3 电流无功补偿滤波器

电流无功补偿滤波器的原理电路如图5所示。由于感性负载和非线性负载的作用,使电流含有无功成分并发生畸变,包含无功与畸变的负载电流iaL用傅里叶级数表示时为

iaL=Ian·sin(nωtφn)=Ia1·sin(ωtφ1)+Ian·sin(nωtφn)=Ia1cosφ1·sinωtIa1sinφ1·cosωtIan·sin(nωtφn1)(11)

此式表明,畸变的电流由三部分组成

i1p=Ia1cosφ1·sinωt=Iap·sinωt

为基波有功电流;

i1q=Ia1sinφ1·cosωt=Iaq·cosωt

为基波无功电流;

ian=Iansin(nωtφn)为高次谐波电流。

图5 电流无功补偿滤波器

由图5可知:当完全补偿时,负载电流iaL应由市电输入电流ia和补偿电流iac共同供给,即iaL=iaiac。如果用适当的控制方式,使补偿器的输出电流iac=i1qian,则市电只须向负载提供基波有功电流i1p就可以了。这样就完全实现了补偿,市电输入电流ia与市电电压ua同相位,输入功率因数cooφ=1,ia为正弦波电流。如果只需要消除高次谐波电流ian,或只需要补偿基波无功电流i1q时,则只须使iac=ianiac=i1q就可以了。为了能很好地完全补偿基波无功电流i1q和高次谐波电流ian,逆变器采用了双向全桥逆变器,并采用了线性Delta滞环控制方式。

3.1 补偿器的数学模型

对有源滤波与无功补偿器的要求是具有较强的适应能力和较高的反应速度。图5所示电路是可以满足上述要求的。图中Cd为为储能电容,R为回路电阻,根据基尔霍夫定律可得

(12)

式中:ua为市电电压;

Udc为电容Cd上的电压;

iac为补偿电流;

F为逆变器开关函数。

(13)

为了使Cd上的电压Udc恒定,Cd的值应足够大。由于补偿器前面有市电电压稳压滤波器,所以ua=Uam·sinωt,将Fua代入式(12),解出补偿电流iac的表示式为

iac=(ωLcosωtRsinωt)+(14)

iac的初始值为

iac(t1)=(ωLcosωt1Rsinωt1)+(15)

Cd={iac(t1)-〔(ωLcosωt1Rsinωt1)+〕}(16)

Cd的值代入式(14)得到

iac=〔(ωLcosωtRsinωt)-(ωLcosωt1Rsinωt1)〕+

〔1-〕+iac(t1)(17)

由于回路电阻R很小,当令R=0时可得

iac=(cosωt-cosωt1)+(tt1)+iac(t1)(18)

式(18)表明,补偿电流iac只与电感L有关。

3.2 电感L的值

假定补偿对象是整流器,其交流侧的电流波形如图6所示,由此可以得到补偿电流参考值的波形如图7所示。的变化是不均匀的,求解电感L的值也是很复杂的,为了节省篇幅,L的推导过程省略。从跟踪角度出发,L值应取得大些。综合两者要求,通过推导得到L值计算式为

图6 整流器负载电流

图7 补偿电流参考值

式中:N′为系数,N′=0.3~0.7,参数UamUdcIaLT(开关周期),α,μIap在额定情况下都是已知的,其含义见图6。当α=30°,μ=15°,L=3.4mH,fs=5kHz时,仿真结果如图8所示。此结果表明:市电输入电流ia由原来的方波,变成了准正弦波。输入功率因数cosφ=1。

(a) 补偿前的电网电流

(b) 补偿后的电网电流

(c) 有源滤波器输出电流

α=30°,μ=15°,L=3.4mH,f=5kHz

图8仿真波形

3.3 控制方式

电流无功补偿滤波器的控制方式,最好采用线性Delta滞环PWM控制方式,这是由于补偿电流参考值的变化是不均匀的,在换向期间变化较大,为了能够准确跟踪,采用线性Delta滞环PWM控制,其电路与工作波形如图9所示。

(a) 控制电路

(b) 工作波形

图9 线性Delta控制电路与工作波形

4 三相电能质量综合补偿器与在线UPS

用户电能质量综合补偿器与在线补偿式UPS电路如图10所示,它是由与电路串联的市电稳压滤波器,和与电路并联的电流无功补偿滤波器组成的。当直流电路并入蓄电池,变压器Tr的变比k=1:1时就是补偿式在线UPS;而不并入蓄电池,k=0.25:1时就是电能质量综合补偿器。

图10

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