基于HIP6004E的降压型DC/DC变换器的设计

3.3 元器件的选择和参数计算

3.3.1 输出电容

输出电容用来对输出进行滤波并提供负载瞬时电流。现代微处理器经常产生超过1A/ns的瞬态电流上升率，为了防止负载急剧变化时产生过大的上冲和下冲电压，在输出端经常需要并联大容量的滤波电容。实际上，滤波电容并不是容量越大越有作用，更主要的是取决于ESR（等效串联阻抗）的大小。ESR值越小，滤波效果越好，所以，必须选用低ESR值的铝电解电容或钽电容。在大多数应用场合中，多个小容量的电容并联比单个大容量的电容滤波效果要好。

3.3.2 输出电感

输出电感的功能是满足输出电压纹波要求。电感的大小决定了纹波电流，而纹波电压又取决于纹波电流。纹波电流和纹波电压可近似由式（3），式（4）表示。

纹波电流ΔI=× （3）

纹波电压ΔV_out=ΔI×ESR （4）

从式（3）—（4）可看出，增大电感，将减小纹波电流和纹波电压；反之，则增大纹波电流和纹波电压。为了获得相同的纹波电压，增大电感，可以减少输出电容的数量。但是，增大电感后将降低对负载瞬态电流的响应，所以，输出电感和输出电容的选择是相辅相成的，需在两者之间取一个折衷值，实际应用中可根据输出电压纹波要求和动态性能要求来确定电感和电容值。

3.3.3 MOSFET

HIP6004E变换器需要两个N沟道的MOSFET。MOSFET的选择由R_DS（on），门极驱动电压，输出电流，散热条件等因素确定。在大电流应用中，MOSFET的耗散功率，封装形式和散热器是主要考虑的目标。根据耗散功率，热阻等可计算出MOSFET的工作温升，要确保在最高环境温度工作时，MOSFET不超过最大允许的结温。

两个MOSFET的耗散功率分别由式（5）和式（6）确定。

P_上=I_o²×R_DS(on)×D＋×I_o×V_in×t_sw×f_s （5）

P_下=I_o²×R_DS(on)×(1－D) （6）

式中：D=V_out/V_in（工作周期）；

t_sw为导通时间；

f_s为开关频率。

一般选择耐压为30V的MOSFET，电流根据负载要求而定，推荐使用IR或Intersil生产的MOSFET。

3.3.4 二极管

二极管的作用是钳位，即在下端MOSFET已关断，上端MOSFET还未导通的时间内产生的负电压。必须选用快速的肖特基二极管以防止MOSFET本身的体二极管的导通，如果直接利用MOSFET本身的体二极管来钳位负电压，则变换器效率将降低1～2个百分点。推荐使用3A，40V的肖特基二极管如Motorola的MBR340。

3.4 电压反馈补偿电路设计

电压反馈补偿电路的设计是整个变换器设计中最重要的环节，其参数的设置直接影响系统的稳定性和动态响应时间。电压反馈补偿电路如图4所示。

图4 电压反馈补偿电路

反馈补偿电路由内部误差放大器，Z_IN阻抗网络，Z_FB阻抗网络组成。

以下详细介绍电阻，电容参数的计算方法。

1）选择R₁的阻值，通常在2kΩ到5kΩ之间，一般定为3.3kΩ。

2）计算R₂的阻值

R₂=××R₁ （7）

式中：DBW是希望的带宽，一般为变换器开关频率的20％～30％；

ΔV_OSC为HIP6004E的斜坡幅值（1.9V）；

V_in为输入电压；

f_LC=，L_o为输出滤波电感值，C_o为输出滤波电容值。

3）计算C₂的值

C₂= （8）

4）计算C₁的值

C₁= （9）

式中：f_ESR=，ESR为输出电容的等效串联阻抗值，C_o为输出滤波电容值。

5）计算R₃的值

R₃= （10）

式中：f_SW是变换器开关频率值。

6）计算C₃的值

C₃= （11）

3.5 遥控开关机电路设计

将脚3（SS）电压拉低到1.2V以下即可关闭HIP6004E。可以通过图5所示的简单方法实现遥控开关机功能，当ENABLE信号开路时开机；当ENABLE信号接地时关机。

图5 遥控开关机电路

3.6 过压保护电路设计

HIP6004E提供了一个过压输出信号OVP（脚19），当输出电压超过设定电压的15％时，该脚变为高电平，可用来驱动一个外部晶闸管，将输入电压强行短路，以关闭输出电压实现过压保护。具体如图6所示。

图6 过压保护电路

4 结语

基于HIP6004E的降压型DC/DC变换器具有结构简单，效率高，动态响应快，输出电压可精确调节，保护功能齐