采用零电压开关PWM三电平直流变换器的电力整流模块

1　引言

　　以前，在电力直流电源系统中大都采用相控电源，但相控电源在效率、纹波、噪声等方面不尽人意；尤其现今大量采用免维护电池，相控电源的纹波大，使浮充电压易波动，出现蓄电池脉动充放电现象，对电池损害，缩短电池寿命。因此，高频开关电源出现后，由于其体积小，重量轻，技术指标优越，模块化设计，Ｎ＋１热备份，使在诸多领域得到广泛应用。20世纪90年代以后，国外先进工业国家新建或改造电厂及变电站已全部采用高频开关电源。如今在我国，采用高频开关模块式的电力直流电源系统已在行业得到认同，并推广使用。

　　随着高频开关电源技术的进步，电力用高频开关整流模块的技术也不断提高，本文介绍的3KW电力整流模块采用了加钳位二极管的零电压开关三电平直流变换器（2），电路结构简单、紧凑，控制电路采用了专用全桥移相控制芯片，该模块具有输入、输出过欠压保护、短路和过温等多种保护功能。

2　主电路设计

　　主电路由输入EMI滤波器、整流滤波、三电平直流变换器、输出整流滤波、输出EMI滤波器等单元组成，如下框图：

主电路框图
　　
　　其中，EMI滤波器起抑制高频电磁干扰的作用。为使滤波效果好，本电力整流模块中采用了二级共模电感。

　　上图中，三电平直流变换器部分电路由MOS开关管Q1-Q4，续流二极管D1、D2，钳位二极管D3、D4等组成，谐振电感L3（包括变压器漏感）和MOS管的结电容组成谐振回路，实现MOS管的零电压开关（Zero Voltage Switch，简称ZVS）。

　　该变换器采用移相控制，Q1和Q4为180ordm;互补导通，Q2和Q3也为180ordm;互补导通。Q1、Q4的驱动信号分别超前Q2、Q3一个相位角，即移相角。Q1、Q4称为超前管，Q2、Q3称为滞后管。通过控制移相角的大小可以实现输出电压的调节。

　　实现ZVS的条件：要有足够能量来抽走即将开通MOS管上结电容电压，并给要关断MOS管结电容充电。超前管开关中，谐振电感L3和输出滤波电感L4串联，而L4一般很大，故超前管易实现ZVS。滞后管实现ZVS仅依靠谐振电感L3的能量，增大谐振电感量或增大流过L3的电流可以保证滞后管的ZVS，但谐振电感引起有效占空比丢失，其电感量大占空比丢失的影响也大；而流过谐振电感的电流增大也意味MOS管通态损耗和变压器的损耗加大，因此滞后管在轻负载下实现ZVS困难。选择适当的谐振电感参数是变换器能最佳运行的关键。

　　谐振电感量Lr设计：

　　本电力整流模块，三相输入304V---456V，输出198V---300V，10A；开关频率f=50KHz，

　　变压器副边电压：

　　　　　　　　　　Vo_min=(Vo_max+V_d+V_l4)/D_max=320.895

上式，Vo_max为最大输出电压300V，V_d为输出整流管压降，取1.5V，V_l4为输出滤波电感压降，取0.5V，D_max为最大有效占空比，取0.95

　　变压器原边电压：Vi_min=268.5V

　　变压器匝比：K_cal=Vo_min/Vi_min=1.539

　　考虑开关管的ZVS条件和副边占空比丢失，得下式[2]

　　　　　　　　Lr=8.Cmos.(Vi/2) 2 /3.(Ip_pk_max) 2

　　　　　　Ip_pk_max=Io_max.K_cal，因Io_max=10，故Ip_pk_max=15.39（A）

　　本电力整流模块，MOS管选用IRF360，结电容Cmos=1300pF，Lr=5.53uH,


3　控制电路设计

　　采用专用移相控制器件UC3879组成的控制电路如下：

　　两路驱动信号OUTA、OUTB经过推挽式电路和隔离脉冲变压器后，去控制两路MOS管Q1、Q2。另两路驱动OUTC、OUTD电路同样。


4　实验结果

　　本电力整流模块在交流输入380V，直流输出286V，10A时的实验波形如下：

主变压器原边电压和原边电流压波形

5　结论

　　电力整流模块采用移相控制的三电平变换器技术后，长时间运行工作稳定，具有以下优势：

1、MOS开关管电压应力降低，使开关管选用要求低

2、变压器副边的整流管两端电压尖峰得到抑制，可以省略吸收网络。

3、开关管实现ZVS，使效率提高。


参考文献：

1、阮新波，移相控制零电压开关三电平直流变换器，第14届全国电源技术年会论文集

2、阮新波，加钳位二极管的零电压开关PWM三电平直流变换器，电源世界2003年2期