L6598脱线控制器用于谐振式变换器

图9：隔离的LLC变换器

谐振电路：

任何谐振电路包括电容和电感，由于我们实际要用变压器图10给出一个实际使用的变压器等效电路，它简化地展示出各个寄生参数。寄生电感可以在二次绕组短路连接时从初级侧测量出来。

图10 变压器等效电路

磁化电感是在变压器二次侧开始时从初级的测量值。寄生电容不予考虑。变压器的简化电路在目前的电路讨论中是可以接受的。我们现在可以定义一些基本的谐振电路和它们在应用中固有的效果。在图11中，我们可以注意到网络电路（从输出终点处可看到）由半桥图腾柱驱动，电路由漏感Lresi、变压器初级电感Lmag/Lload、和谐振电容Cres串连组成,我们把相串联的漏感Lres1和磁化电感Lmag叫做Lres2

Cos位于输出和地之间的等效电容视作驱动终点（相对功率开关结电容和电路的分布电容）。让我们开始引入基本的谐振概念， 涉及电路路径网Cos+Lres+Cres。此处，Lres可以在Lres1和Lres2之间变化，其仅取决于负载值。假设Cres远大于Cos值时我们刚好能够考虑串联的Cos+Lres。这个基本的谐振涉及软开关状态的运行。

图11 LCL 谐振式变换电路

软开关：

依然参照图10。外部有源开关Qh在流过电感的电流达到0之前被关断（有效导通时间小于半个周期）,电流被迫从输出结点处流出，最初将Cos上的电荷放掉，然后跨过电压阈值时的电压会通过二极管DL。在很短的时间（=300ns）之后，当QL的漏源电压接近 0时，固有的栅驱动器将被激活，并处在导通状态。同样的现象将在第二个半周期出现，关断导通的QL会产生输出槽路结点的交换，以使能量从Lres传到电容Cos的核，结果使上面二极管DH激活。

图12 软开关 图13 LLC谐振电路

传输的上升沿和下降沿可以被认为是上面定义的基本谐振部分，在图12中可以观察到输出结点处交换的正弦波形部分。用 这种方法工作可以是零电压开关，改善了系统的噪声干扰,因此，惊人的减小了开关损耗。为了工作在软开关状态，必须强制栅关断在电流流入负载之前，令其达到零电压或让它的极性反转，这可以很容易实现，需要很仔细，以便不使输出结点断开。

基本的谐振以及组成的软开关工作才是谐振变换器的实质，而没有包含在能量调整中。

为调整率改变频率。

由于软开关条件可以保证，让我们进行谐振电路的描述，本电路允许用 改变开关频率来控制输出。谐振路径是固有的电路。Lres+Lmag//Load+Cres（参见图13），它的谐振系用改变频率来调整输出到负载的能量。负载电阻（并联于磁化线圈电感）包括负载在二次侧折算到初级的负载。现在，我们必须考虑负载会有很大的变化（极限是短路和开路），另外，在实际的转换器中（图14），负载包括一个整流器部分和输出滤波器。因此，即使在单周期极限，负载也有很大的变化。Lmag可以看作在二极管导通期间与一个很低的阻抗并联，也可以看作在二极管关断期间与很高的阻抗并联（亦即在二极管阳极在降到低于输出结点 的瞬时电压）。

图14 简化的实际变换器

和以上论述相联，我们可以看到电路处在多谐状态的路径，也即是图15中描述的各个曲线，它可以监测到作为频率函数的导 纳变化趋势，此是为了对应不同的阻抗负载。这里有两种独立的 谐振峰值。第一个峰在频率低段时磁化电感是固有的（和Lext串连,如果只接一个）这是负载开路的情况。第二个谐振峰取决于串联电感Lsense（在负载非常重或整流器正在导通的情况下）。两种谐振均在能量传输到负载及其控制上起作用。我们可以开始讨论,假设磁化电感值Lmag太高，以至于它的电流对于我们感兴趣的频率范围内可以忽略不计。在这种假设下，很明显，最大电流将出现在F02谐振峰上。在低于F02谐振峰以下的频率时就不会谐振式工作。为了不失去零电压开关，也因为能量传输到负载的时间不能太长，从而为此增加或降低频率。在实际中，对于实际的变压器，其磁化电感不能被忽略（它的电感值不会太高）。无论如何，可以控制它的值以便让其工作在低于F02峰的开关频率下。

图 15 多谐振

励磁电感 (在LCL拓扑中) 的控制，在能量管理上起到很重要的作用，它的值(以及它与Lsense的比率 ) 将影响多个应用功能。

假设负载断开，最大电流将出现在F01谐振的峰，它还涉及到路径L+C。磁性电感的值要显著地高于串联电感的值。一般来说，最低谐振F01峰主要取决于它的值。我们可以定义F01峰为最低谐振点，以便于记住开关频率必须不低于它的值。事实上，迫使半桥在较低F01下工作，串联电路存在一个电容性负载，这种条件在应用中是不能接受的，理由如下：

——在电容性负载中，零电压开关工作条件会丢失。有效功耗就会出现（或为硬开关）。

——在闭环电路中，传输功能会反转（当趋于谐振之下），会失去控制。