开关型锂离子电池充电控制器MAX745应用

图3　 MAX745组成的锂离子电池开关型充电器实际电路

4.1 电压控制回路

　　在VADJ脚和REF脚接入电阻分压器，可设定充电电压极限值。REF脚的基准电压为4.2V，VADJ脚电压在0V—4.2V之间变化时，电池充电极限电压变化范围只有±5％。因此，不采用高精度分压电阻，也能满足充电电压精度的要求。分压电阻采用公差为1％的普通电阻，充电电压精度也可达到0.1%以上。电压调整脚VADJ内部接有缓冲器，因此外接分压电阻应具有较大的阻值。当电压调整脚VADJ的电压为UREF/2时，充电电压极限值为4.2V。

　　电池组充电电压极限值UBATT由下式给出：

　　式中 n为串联电池组单体电池数；
　　
　　UREF为基准电压；
　　
　　UADJ为电压调整脚电压。

　　根据上式，可算出电压调整脚VADJ的电压UADJ为：

　　选择R11的阻值（典型值为100k）并按下式计算出R3的阻值：

　　式中 UREF为4.2V。单体电池数为1、2、3、4。在实际应用中，串联电池组中单体电池数可根据CELL0和CELL1脚的不同接法确定，如表1所列。

　　在电压回路补偿脚CCV外接串联电阻电容，可以补偿电压调整回路的特性，提高电压控制回路的稳定性。电压取样放大器GMV的输出端接有箝位电路可将输出电压箝位在基准电压的1/4到3/4之间。

4.2 电流控制回路

　　该充电器的充电电流由电流取样电阻的阻值和充电电流设定脚SETI的电压决定。电流取样放大器检测电流取样电阻两端（CS脚与BATT脚之间）的电压。电流取样放大器的增益为6，SET1脚的电压经缓冲并除以4后，与电流取样放大器输出电压比较，因此SET1接REF脚时，可输出满刻度充电电流，满刻度充电电流IFS由下式决定：

　　在不改变R1阻值的条件下，为了将充电电流设定在满刻度值以下，可根据下式调整SETI脚的电压：

　　式中　ICHG为充电电流；
　　　　　
　　　　　UREF为基准电压；
　　　
　　　　　USETI为SETI脚的电压。

　　电流回路补偿脚CCI外接的电容器，设定电流反馈回路的主极点。在稳流工作状态下，CCV脚电压箝位在CCI脚电压的80mV以内。这样，当电压设定值改变时，可防止电池电压过冲。同样，在稳压工作状态下，电流设定值改变时，也可防止电池电压过冲。由于CCI和CCV脚电压变化范围约为2V（1.5V到3.5V），所以由电流调整回路转换为电压调整回路时，80mV箝位电压引起的电压过冲可忽略不计。

4.3 充电电流监控

　　在IBAT脚和GND脚外接一只定标电阻RIBAT，就可监控电池组的充电电流。IBAT是压控电流源的输出电流，该电流由下式决定：

　　式中 USENSE为电流取样电阻两端的电压（单位为mV），其值由下式给出：

　　
　　RIBAT两端电压UIBAT由下式计算：

4.4 PWM控制器

　　电池电压和电流由电流型PWM型DC/DC变换器控制。该控制器通过驱动两只外接N沟道MOSFET，控制输入电源的接通与关断。该控制器通过设定开关电压的脉冲宽度，使充电电流和电池电压保持稳定。采用双N沟道MOSFET，可降低元器件的价格。

　　PWM控制器的核心是一个多输入比较器。该比较器将三个输入信号相加，以决定开关信号脉冲的宽度，从而设定电池电压和电流。三个信号分别是电流取样放大器的输出电压、GMV或GMI误差放大器的输出电压和确保电流控制回路稳定的斜率补偿信号。

　　电流取样放大器的输出电压，通过PWM比较器与GMV或GMI放大器输出较低的误差电压比较。采用电流型反馈可减小电感对输出LC滤波器的影响，从而使电路稳定工作。

4.5 MOSFET驱动器

　　MAX745通过改变外接N沟道MOSFET导通与关断的时间，调整电池充电电压和电流。由于高端N沟道MOSFET的栅极驱动电压必须高于输入电源电压，所以必须用充电泵来提高栅极电压。在实际应用电路中，当同步整流MOSFET（MIB）导通时，电容器C7通过二极管VD2充电。由于C7的一端接LX脚（MIA的源极），所以高端驱动器输出脚（DHI）可使高端MOSFET的栅极电压升高到BST脚电压。该脚电压高于输入电源电压，因此可使高端MOSFET导通。

　　同步整流MOSFET(MIB)与普通续流二极管的作用相同，但电压降较低，因此可以提高充电器的效率。从高端MOSFET关断到同步整流MOSFET导通之前有一个死区时间，从同步整流MOSFET关断到高端MOSFET导通之前也有一个死区时间，LX脚与电源接地脚PGND之间（也即MIB的漏极和源极之间）接入肖特基二极管VD1，在开关转换期间，可防止因同步整流MOSFET的体二极管在死区内导通而产生短路电流。如果对充电器的效率要求不高，可以不接二极管VD1，但此时同步整流MOSFET的功耗将增加。

　　因为只有同步整流MOSFET导通时，BST脚外接电容才充电，所以同步整流MOSFET不能用普通的整流管代替，但是为了保证BST脚外接电容器充电，同步整流MOSFET可以用小功率MOSFET（比如2N7002）代替。在这种情况下，大部分充电电流流过二极管VD1，而不是流过同步整流MOSFET。

4.6 内部稳压器和基准电压源

　　MAX内部低压差线性稳压器输出的5.4V电压加在VL脚，除了给内部电路供电外，还可给外部电路供电。线性稳压器输出电流为25mA，内部电路约需4mA，因此VL脚可为外电路提供21mA电流。外接MOSFET的栅极驱动电流由VL脚提供。估算MOSFET所需的驱动电流时，可用MOSFET栅极电荷乘以开关频率（300kHz）。为确保电源电压稳定，VL脚应外接4.7μF电容器。
　
　　内部5.4V稳压电源再经过一级低压差稳压器后，可产生4.2V基准电压，为了保证基准电压稳定，REF脚应外接容量等于或大于0.1μF的电容器。

4.7 最高输入电压

　　充电器输入电压必须比最高电池电压高2V，充电电压才能稳定在规定值。由交流适配器供电时，充电器输入电压中交流纹波分量较大，纹波最低点的电压仍必须比最高电池电压高2V。

　　采用实际应用电路中的元件，最高输入电压可按下式计算：