基于单片机的高压驱动电源设计

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引言

压电陶瓷作为一种微位移器件，在精密工程应用领域里有着广泛的应用前景。压电陶瓷材料的工作特性很大程度上取决于驱动电源的性能，驱动电源必须输出稳定性好的高幅值电压，并具有较好的动态性能，可适应外界条件的突变。传统的高压驱动电源通常以模拟脉宽调制芯片为核心控制开关电路、整流电路等完成稳定电压输出。随着数字控制技术的发展，单片机、数字信号处理器等数字芯片也逐渐参与到开关电源的设计，带来了可编程性、高集成度、高扩展性等优点 。本文提出了一种基于MC68HC9O8JK3芯片的高压开关电源，在低压(9～18 V)输入下能输出高精度频率可调输出电压，可满足压电陶瓷驱动电源的应用需求。

1 高压开关电源的设计

高压电源输入9～18 V，输出150 V方波电压，频率可控。电路结构采用单片机控制开关电源的方式，原理框图如图1所示。主功率回路采用准谐振反激式开关电源拓扑结构，控制芯片为MC33O60，直流电压经H 桥逆变电路转换后得到150 V方波电压。负载电压和电流采样信号经A/D转换后，输入单片机(MCU)控制芯片MC68HC908JK3，单片机根据软件算法完成恒流或恒压控制，同时输出频率可调的驱动信号到H桥逆变电路，实现直流电压到方波信号的转换。电路以MCU 芯片为控制核心，不仅能完成高精度精确的受控电压和电流输出，还能实现过压保护、过流保护、上位机通讯等一些重要的辅助功能。

图1 高压开关电源原理框图

反激式开关变换电路如图2所示。MC33060是低功耗固定频率的脉宽调制(PWM)控制芯片，内部集成了振荡器、误差放大器、5 V 基准源等，主要用来实现单端电压模式控制。开关管Q1导通时，输入向变压器储能，次级整流管D1处于关断状态;Q1关断时，整流管D1导通，变压器储能输出到次级，为C4充电。振荡电阻R1、振荡电容C3与内部振荡器一起产生振荡三角波，振荡波形与引脚3接收的MCU电压基准信号比较，产生PWM 信号驱动功率开关管Q1。为了降低开关管和整流管的电压应力，输出采用了倍压整流电路结构，通过整流管D1、D2和电容C4、C5实现了二倍压整流。

图2 反激式开关变换电路

尽管反激式主回路具有结构简单，成本低等优点，但在高压输出下，其电压尖峰高和纹波噪声大显得更突出。为了减少高压电源的输出纹波噪声，电路设计引入了准谐振技术，使反激变换器工作在软开关状态，从而降低电磁干扰噪声(EMI)，提高电源转换效率。

开关管的导通时间：

式中：Lp为初级绕组电感量;Ip为初级峰值电流;Vin为输入电压。

变压器复位时间：

式中 VOR为次级到初级的折射电压。当次级绕组中的能量释放完毕后，VOR也将消失。Lp、开关管漏极电容Cp和绕组电阻Rp构成一个RLC谐振电路，因此折射电压随时间t的变化关系为：

开关管的漏源电压为：

由此可得到准谐振反激式变换器的一个完整工作周期：

准谐振反激式变换器的工作频率为：

MCU控制电路核心采用MC68HC908芯片，其内部总线速度8 M ，集成了12路8位模数转换器(ADc)、4 k Flash存储器、2通道16位定时器等模块，控制电路如图3所示。电压电流采样信号经信号调理电路处理后，输入到单片机的ADC端口引脚6和引脚8，得到采样信号的数字量值。内置的算法程序进行计算处理后，生成电压基准值，经D/A变换器处理由引脚l9输出电压基准信号给电源管理芯片MC33060。如果输入电压、负载环境发生变化，单片机根据采样信号的偏差计算，将实时改变电压基准值，从而调整PWM信号的频率和脉宽，稳定输出电压。单片机内部的定时器产生两路PWM 驱动信号DR1和DR2，由引脚9、10输出到H桥逆变电路驱动功率管。

图3 MCU 控制电路

H桥逆变电路如图4所示。DR1和DR2为2路反相驱动信号，由单片机的定时器模块输出。DR驱动功率管Q2、Q5导通时，DR2驱动功率管Q3、Q4关断，负载供电150 V;DR1驱动Q2、Q5关断时，DR2驱动Q3、Q4导通，负载供电-150 V。因此，输入直流电压经H 桥电路作用后，在负载两端形成方波交流波形，改变定时器程序设置的频率参数就可调节方波电压的工作频率。为了减少功率管关断瞬间产生的电压尖峰，4个开关管都并联了滤波电容。

出于成本考虑，本文选择了分立器件的方案构建H桥变换器。从提高电路可靠性的角度出发，还能选用集成的全桥变换器芯片，如SLA2403等。

图4 H 桥逆变电路