开关电源电磁兼容设计经验谈

干扰源有开关电源内部产生的干扰源和外部的干扰源，而且可以说干扰源无法消除，受扰设备也总是存在，因此可以说电磁兼容问题总是存在。

　　下面以隔离式DC/DC变换器为例，讨论开关电源的电磁兼容性设计：

1. DC/DC变换器输入滤波电路的设计

　　如图所示，FV1为瞬态电压抑制二极管，RV1为压敏电阻，都具有很强的瞬变浪涌电流的吸收能力，能很好的保护后级元件或电路免遭浪涌电压的破坏。Z1为直流EMI滤波器，必须良好接地，接地线要短，最好直接安装在金属外壳上，还要保证其输入、输出线之间的屏蔽隔离，才能有效的切断传导干扰沿输入线的传播和辐射干扰沿空间的传播。L1、C1组成低通滤波电路，当L1电感值较大时，还需增加如图所示的V1和R1元件，形成续流回路吸收L1断开时释放的电场能，否则L1产生的电压尖峰就会形成电磁干扰，电感L1所使用的磁芯最好为闭合磁芯，带气隙的开环磁芯的漏磁场会形成电磁干扰，C1的容量较大为好，这样可以减小输入线上的纹波电压，从而减小输入导线周围形成的电磁场。

DC/DC变换器输入滤波电路
时，会形成电压尖峰，同时当它工作在饱和状态时，将会产生电流突变，这些都会引起电磁干扰。

　　2.高频逆变电路的电磁兼容设计，如图所示，C2、C3、V2、V3组成的半桥逆变电路，V2、V3为IGBT、MOSFET等开关元件，在V2、V3开通和关断时，由于开关时间很快以及引线电感、变压器漏感的存在，回路会产生较高的di/dt、dv/dt突变，从而形成电磁干扰，为此在变压器原边两端增加R4、C4构成的吸收回路，或在V2、V3两端分别并联电容器C5、C6，并缩短引线，减小ab、cd、gh、ef的引线电感。在设计中，C4、C5、C6一般采用低感电容，电容器容量的大小取决于引线电感量、回路中电流值以及允许的过冲电压值的大小，LI2/2=C△V2/2公式求得C的大小，其中L为回路电感，I为回路电流，△V为过冲电压值。

　　为减小△V，就必须减小回路引线电感值，为此在设计时常使用一种叫“多层低感复合母排”的装置，由我所申请专利的该种母排装置能将回路电感降低到足够小，达10nH级，从而达到减小高频逆变回路电磁干扰的目的。

开关管电流、电压波形比较图

　　从电磁兼容性设计角度考虑，应尽量降低开关管V2、V3的开关频率，从而降低di/dt、dv/dt值。另外使用ZCS或ZVS软开关变换技术能有效降低高频逆变回路的电磁干扰。在大电流或高电压下的快速开关动作是产生电磁噪声的根本，因此尽可能选用产生电磁噪声小的电路拓扑，如在同等条件下双管正激拓扑比单管正激拓扑产生电磁噪声要小，全桥电路比半桥电路产生电磁噪声要小。

　　如图所示增加吸收电路后开关管上的电流、电压波形与没有吸收回路时的波形比较。

半桥逆变电路

　　3.高频变压器的电磁兼容设计

　　在高频变压器T1的设计时，尽量选用电磁屏蔽性较好的磁芯材料。

　　如图所示，C7、C8为匝间耦合电路，C11为绕组间耦合电容，在变压器绕制时，尽量减小分布电容C11，以减小变压器原边的高频干扰耦合到次边绕组。另 外为进一步减小电磁干扰，可在原、次边绕组间增加一个屏蔽层，屏蔽层良好接地，这样变压器原、次边绕组对屏蔽层间就形成耦合电容C9、C10，高频干扰电流就通过C9、C10流到大地。

　　由于变压器是一个发热元件，较差的散热条件必然导致变压器温度升高，从而形成热辐射，热辐射是以电磁波形式对外传播，因此变压器必须有很好的散热条件。

通常将高频变压器封装在一个铝壳盒内，铝盒还可安装在铝散热器上，并灌注电子硅胶，这样变压器即可形成较好的电磁屏蔽，还可保证有较好的散热效果，减小电磁辐射。

高频变压器的电磁兼容设计

　 5. 输出整流电路电磁兼容设计

　　如图所示为输出半波整流电路，V6为整流二极管，V7为续流二极管，由于V6、V7工作于高频开关状态，因此输出整流电路的电磁干扰源主要是V6和V7，R5、C12和R6、C13分别连接成V6、V7的吸收电路，用于吸收其开关动作时产生的电压尖峰，并以热的形式在R5、R6上消耗。

　　减少整流二极管的数量就可减小电磁干扰的能量，因此同等条件下，采用半波整流电路比采用全波整流和全桥整流产生的电磁干扰要小。

为减小二极管的电磁干扰，必须选用具有软恢复特性的、反向恢复电流孝反向恢复时间短的二极管器件。从理论上讲，肖特基势垒二极管（SBD）是多数载流子导流，不存在少子的存储与复合效应，因而也就不会有反向电压尖峰干扰，但实际上对于较高反向工作电压的肖特基二极管，随着电子势垒厚度的增加，反向恢复电流会增大，也会产生电磁噪声。因此在输出电压较低的情况下选用肖特基二极管作直流二极管产生的电磁干扰会比选用