RCD钳位电路基本原理分析及元件参数设计

，这样的做法是不对的，因为，这样计算出来的电阻值不能保证，钳位电路上的电压波动在预想的范围内，范围波动的变化会影响到计算时所预计的箝位电压值，导致整个设计完全失败。所以电阻值的计算只有一个依仗，就是RC一阶电路的理论，在前面已经介绍了。这个电阻值的设计在于一个周期所期望的压降，这个压降由RC缓冲电路的放电速度限定。而当电阻的阻值并非由功率设定时，那么电阻上的功率只由电阻的上的压降以及其阻值决定。

从能量上考虑，RCD钳位电路必然要吸收漏感的能量，但是，这个漏感能量在传递到RCD钳位电路之前，是有损耗的，损耗在于MOS管的输出电容上，也就是Coss，因为，漏感能量要先给它充能，使得它两端的电压能达到钳位电路的钳位电压，达到了钳位电压后，二极管才会导通，接着才是漏感能量向钳位电路传递能量，但是在MOS管输出电容上损耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的3%左右，所以可以忽略不计。还有一点非常重要，漏感电流在流入钳位电路的过程中，反射电压会对其做功，在上面的等效图上，看上去反射点呀是不会对漏感电流做功的，但是实际的情况是，初级漏感并非是在初级电感之后的小尾巴，它存在于初级电感的每一处，所以反射电压是确确实实的加在了漏感身上，那么当漏感激发出电流时，反射电压就会对其做功。在《开关电源A到Z》中，是这么描述这一情况的，并且还给出了相应的公式。

一次绕组与漏感串联，故较短时间内，漏感一直都在试图复位。变压器一次绕组被迫跟着变化并且连续提供此串联电流，通过齐纳管续流。虽然可以肯定一次绕组总是试图通过二次侧续流，但一部分能量还是被转入齐纳管钳位电路，直到漏感完全复位。换句话说，一次电感中有些能量被串联的漏感“迅速拿走”，并连同漏感本身所具有的的能量，一起通过齐纳管电路续流。(P94)

从4-11式可以看出，选定的钳位电压值越小，越接近反射电压，那么损耗的功率也就越大，而当选择的钳位电压值越大，损耗的功率也就越小，但是这时候MOS管两端的电压尖峰也就越高，因为若要二极管关断截止，那么MOS管D极的电压值必须要等于钳位电容上的钳位电压最大值。

而在实际使用这个公式去计算的时候，发现了一个问题，那就是，计算的能量值与实际流入RCD钳位电路的能量值相比，计算值明显大了不少，也就是说，并非所有的损耗能量都进入了钳位电路，很大一部分消耗在别的元件器件上以及寄生参数上，还有一部分回馈给了电网。

在PI公司给的钳位电路设计参考中，对这一点有所提及。具体情况如下：

PI公司将不同功率的电源，钳位电路中所消耗的能量进行了划分。在这个案例中输出功率是大于90w的，但是实际情况并非PI所预计的。下面给出这个案例中，电阻使用100千欧，电容2.2纳法，二极管为ESIJ，反向恢复速度为35纳秒的超快速二极管的实测钳位电路波形。

图表 12

以及相对应的MOS管两端电压波形：

图13

以及，使用500ns回复时间的GROMA二极管时钳位电容的波形：

图14使用GROMA时，MOS两端电压波形：

图15

下面 再给出，当负载为空载时，钳位电容上的波形：

图16

如上各图所示，对于2.2納法，100千欧的RC组合，测试的结果是从173v到145v，那么就可以计算其中所蕴含的能量，大概为理论计算的0.7倍，经过多次试验，不同的RC组合验证，这个理论与实际之间的系数大概在0.6到0.7.

下面根据系数0.7，设计一个从155V下降到135V的RC组合，利用前面给出的公式，先根据下降的幅度，计算出所需RC值，再通过4-11计算出理论能量值，并计算出大概的实际值，再由公式4-4计算出所需的电容值，再由之前计算的RC值求出电阻值。得出结果为4.6納法和24千欧。

下面给出使用4.7納法，30千欧的RC组合得出的波形图，电阻适当增加，是对在二级管导通瞬间，瞬间流出钳位电路能量的一种适当补偿。

图17再给出对应的MOS管两端电压：

图18

3注意事项

3.1二极管的选择

在这个电源案例里，使用的二极管为GROMA，反向恢复时间为500ns。二极管在反向恢复完成前，它的正反向都是相当于导通状态的，这在RCD钳位电路里，会造成一种情况，就是充入钳位电路里的能量会迅速的在反向恢复完成前流出来(这时候，可以认为漏感与钳位电容产生了震荡，而且频率非常高，可以计算出来)，逸散在电路的寄生参数与其他元件上，也有一部分会返还给电网，提升了效率。同时，反向恢复时间短的二极管比反向恢复时间长的二极管的等效电阻与寄生电容小，所以，使用相对慢一些的二极管会对漏感能量起到一种消耗作用，这减小了漏感尖峰。但是，慢一些的二极管，会让本来预计好的钳位电压值