适用于电机变速驱动的能量再生电路分析

常规的方法，使用晶闸管桥与二极管构成的整流桥反向并联，要实现晶闸管桥能量回馈时的自然换相，必须使电网的峰值电压超过直流侧电压，而这对于前端使用二极管整流的通用变速驱动器来说，比较困难，因为正常运行时，直流侧电压已经与电网的峰值电压比较接近，当制动时直流侧的电压只会更高。为解决这一问题，可以采用图3（b）和（c）的电路结构，图3（b）中，晶闸管桥通过变压器与电网侧连接，从晶闸管桥的角度看，等于升高了电网电压，扩大了换相区域；图3（c）中，将二极管整流器调整为晶闸管整流桥，使直流侧电压可控，通过适当降低直流侧电压的设定值，保证能量再生时逆变晶闸管桥有足够的换相区域［6］。

　　3.2 基于晶闸管与自关断器件混合使用的再生电路

　　为了克服单纯使用晶闸管时，再生电路无法自关断、必须依靠线电压换相的缺陷，可以通过增加自关断器件如IGBT等，与晶闸管桥配合使用，保证其可靠换相，图4是晶闸管与自关断器件混合使用的再生电路。图4（a）在输入晶闸管桥和直流侧之间增加了反向电路，正常运行时，IGBT 不工作，能量通过二极管由整流器流入直流侧，当需要再生制动时，使IGBT 导通，使加在晶闸管桥上的直流侧电压反向，晶闸管桥由整流桥转变为逆变桥［6］。

　　图4（b）采用晶闸管桥与单个IGBT 构成再生电路，通过GBT控制晶闸管桥的工作区间，使能量再生时晶闸管逆变器可以工作在网侧线电压最大的区域，这种方式结构和控制简单，不需要增加无源器件如网侧电感或变压器等即可实现可靠换相，并且能一定程度地提高输入侧功率因数［7］。图4（c）是在晶闸管逆变桥的两端各增加一个自关断器件，控制方法与图4（b）类似，但是更加灵活；图4（d）的整流桥采用三相半控桥，晶闸管逆变桥输入端并联了续流二极管，这两个电路可以认为是图4（b）的变形，但是可靠性要更高。图4（d）中，在直流侧能量通过逆变晶闸管桥回馈至电网期间，三相半控桥的晶闸管处于关断状态，通过在晶闸管桥两侧增加续流二极管，使能量再生结束时，逆变晶闸管桥中的电流可以通过自身续流，而不必像图4（b）那样，需要通过三相不控整流桥的二极管续流。

　　3.3 基于自关断器件的再生电路

　　前面两种使用晶闸管的再生电路，向电网回馈的能量中通常含有较大的谐波成分，而采用自关断器件的再生电路可以较好地解决这个问题，图5即是基于自关断器件的再生电路。图5（a）的双PWM变换器目前很常用，通常基于IGBT等自关断器件，能够方便地实现能量的双向流动，正常运行时，能量由电网流向电机，PWM 整流器保持直流侧电压恒定，实现输入侧的功率因数校正（PFC）功能，需要再生制动时，能量由电机侧流向电网，保证回馈至电网的电流无谐波。这种方式功能强大，控制灵活，但使用的全控型功率器件较多，需要输入侧滤波电感，控制也较复杂，因而成本较高。

　　图5（b）是在通用变速驱动器电路基础上增加了PWM逆变器作为能量再生电路，逆变器的输入侧通过隔离二极管和直流侧连接，输出侧通过电感和变速驱动器的输入侧相连。当电机电动运行时，再生

　　PWM逆变器不工作，当电机处于再生发电状态时，能量由电机侧回馈至直流侧，导致直流母线电压升高，当直流母线电压超过电网线电压峰值时，不控整流桥由于承受反压而关断，当直流母线电压继续升高并超过再生逆变器的启动电压时，逆变器开始工作，将能量从直流侧回馈电网，当直流母线电压下降到设定的关闭电压时，关闭再生逆变器［8］。和图5（a）电路一样，这种方式也可以保证回馈至电网的电能质量，保证电动机的精确制动，通过与通用变速驱动器配合使用拓宽了应用范围，和双PWM 变换器比较，具有一定的成本优势。

　　4 多电平变速驱动器的再生电路

为满足电机驱动对高压、大功率和高品质变速驱动器的需求，多电平变换器拓扑得到了广泛关注，变速驱动器采用多电平方式后，可以在常规功率器件耐压基础上，实现高电压等级，获得更多级（台阶）的输出电压，使波形更接

近正弦，谐波含量少，电压变化率小，并获得更大的输出容量。对于大功率电机驱动设备，能量再生利用显得尤为重要，可以显著实现节能效果，提高经济效益。

多电平变换器具体电路拓扑可分为5 类：二极管箝位型、双向开关互联型、飞跨电容型、两电平变流器组合型、单相H 桥级联型等［9］。多单元两电平变流器组合型拓扑已被证明是高压变频器的有效选择，可以提高交流输入侧和电机侧的电能质量，但是输入侧通常采用二极管整流，缺乏再生运行模式，输入侧功率因数不可控，每个单元注入直流侧的电流谐波较大，导