基于FAN6754A在PWM反激式开关电源应用设计

最大输入电压时加在变换器上的整流直流电压为：

　　此处MOSFET管承受的漏源间最大电压， Vds_max=Uinmax+nVo.假设n是4.5,Vo是19V,则Vds_max=373+4.5*19=458.5(V)， 因为还有漏感产生的尖峰电压存在，应留有一定裕量，取650V耐压的 MOSFET.MOSFET管选用标准为：在满足器件开关应力的前提下，驱动电路使输出的驱动波形具有陡峭的上升沿和下降沿，设计中选定MOSFET型号为：SPA07N65C3(漏源级电压650V， 漏极电流7A，导通电阻0.6Ω)。

　　由于变压器的绕制工艺引起的漏感以及负载的电感性引起的开关电压应力过大可能导致开关管的损坏，此处采用的是有瞬态电压抑制器与二极管串联构成的尖峰电压吸收网络，可有效防止功率MOSFET 管关断过程中承受的反压。D8 是型号P6 KE150A 的TVS(Transient Voltage Suppresser)， 钳位电压150V/耗散功率600W,D9 是BYV95C(1 A/1KV)具有软恢复特性的二级管。开关管Vds 的最大钳位电压：Vds(clamp)=Vds_max+VD5=458.5+1 50=608.5(V)， 小于MOSFET 额定值650V.在此吸收网络与传统的RCD 吸收网络不同的是，在低压输入或轻载的情况下，开关管的Vds 电压不足以使其动作，这样减少了功率的损耗，提升了整机低压输入和轻载时的效率。

　　FAN6754A 具有开环保护(OLP)功能，在出现开环或输出短路故障时可确保系统的安全性。输入到SENSE6 脚的外部电阻值可转为电压值，与芯片内部构成电流内环控制。以电压反馈环路的反馈电压VFB 为参考值，一旦VFB 低于阈值电压，开关频率便会持续降低。目前大多数开关电源都采用离线式结构，一般从次级绕组回路中通过电阻分压取样，但由于反馈不能直接从输出电压取样，没有隔离故抗干扰能力差，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合，这里采用可调式精密并联稳压器TL431 配合光耦构成反馈回路。并联稳压器T L431CLP 输出电压大约为2.5V，IF50mA，CTR>5 0%.TL431CLP 与光耦FOD817A 构成精密反馈回路，对Vo19V 做精细调整，组成精密开关电源，使电压调整率和负调整率达到0.2%以下。PWM 占空比由FB 电压和电流取样来决定。取R21=0.15Ω， 当电流流过MOSFET 短路地时，FAN6754A 内部电流放大器使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使FAN6754A 停止工作，没有触发脉冲输出，使MOS 管截止，达到保护功率管的目的。当Vsense 小于大约0.46V 时，进入SENSE6 脚短路保护。如果反馈电压(FB)有一定时间大于4.6V，PWM 脉冲即被禁用。

　　通过采用一个外部负温度系数(NTC)热敏电阻来感测外部系统的温度，可实现过热保护(OTP)功能。NTC 热敏电阻TR1 的阻抗随温度增加而下降， RT5 引脚上的电压VRT 相应降低。如果VRT 小于1.035V,PWM 在12mS 后关断。如果VRT 小于0. 7V,PWM 在100uS 后关断。

　　输出二极管RC 吸收网络的设计可以遵循下面步骤：(1)测试不加RC 网络时的二极管反向电压谐振周期Tr;(2)选取一个陶瓷电容Cdsn 与二极管并联，使其反压的谐振周期为2*Tr;(3)根据下式计算吸收电阻Rdsn:Rdsn=3*Tr/(2π*Cdsn)。根据以上实际得到的R19;C21 数值分别为：47Ω 和1nF。

　　高频变压器承担着储能、变压、传递能量等工作，其设计如下。

　　(1)功率选择。

　　二次绕组为FAN6754A 的W2 工作供电和W3 输出。W2 工作电压为19V 和峰值电流约3.42A, 可得估算输出功率约为65W。

　　(2)磁芯的选用。

　　本设计选用的开关频率为65kHz，由功率-磁芯尺寸图查得选用RM10 铁氧体磁芯，其有效面积A e 为98mm2，饱和磁通密度在100℃为390mT。

　　(3)绕组匝数的确定。

　　原边绕组开关管的最大开通时间对应在最低输入电压和最大负载时发生。在本设计中，最大占空比为：D=Ton/T=0.5，对应周期时长为：T=l/f=1 5us，则Ton=7.5us.

　　由此可得，变压器原边匝数为：

　　△B取0.2Tesla，取Np=50 匝。根据反激式电路原边与副边电压的关系：Vo= [(Ns/Np)*D/(1-D)]*Vp,计算W2 绕组(+1 9V)的匝数。设整流二极管压降0.7V，绕组压降0. 6V，则绕组输出电压值为：

　　同理，供电给FAN6754A VDD17V/1.5mA 也可获得。

　　(4)变压器原边电感的计算校核

　　在开关管开通时，原边的平均输入电流为：I1 =Po/ηVs，式中变压器的效率取η=85%，则有：

　　I1=65/(0.85*90√2 )=0.60A

　　峰值电流是Ipeak=2*I1/Dm ax=2*0.60/0.50=2.4A.

　　设计变压器原边电流的变化量：△I=(2/3)*I peak=2.40*2/3=1.6A.

　　由电压与电流变化量关系V=L(△I/△T)，可得：

　　符合此处的工作要求。

在最低压输入和最大峰值电流是变压器工作的最差情况，据此条件验证变压器是否饱和，由公式：Bmax=L

*Ipeak/(Ae*Np)， 代入相关参数得Bma x=0.3T，小于0.39T 的饱和磁通密度，设计通过。