正反激励式准谐振软开关电源

UCC28600D的准谐振方式所依靠的谐振是变压器储能释放完毕后产生的，下降的幅度与漏极反激励电压幅度相关联。漏极反激励电压越高，漏极电位下降幅度也越大，基本对称于漏极线电位。因此，反激励电压应该略高于线电压，使得激励管漏极电位通过谐振过程下降至0 V附近，尽量多地消除开通激励管的损耗。这一点与其他反激励开关电源的设计有明显区别。图2中的反激励电压是200 V，图3所对应的反激励电压为300 V，比前者的谐振低电位明显低，达到接近0 V的理想状态。

(2)开关电源变压器参数设计
开关电源变压器参数设计是开关电源设计中的关键内容之一。在这里采用限定功率设计法[3-4]，以60 W为基本设计参数，最大输出电压为29 V。最大输出功率对应的最低开关频率为40 kHz，所需要的输出功率减小时驱动芯片会自动提高开关频率，以减小激励功率。
在限定功率设计中，首先根据安装空间和规律确定磁芯变压器规格。这里选用EC2828卧式结构，PC40材料，其中心磁柱载面积Ae约为78.5×10-6 m2，100 kHz下的最大磁感应强度Bmax只能取为0.4 T，相对磁导率约为2 000。正激励电压为260 V～300 V，反激励电压300 V，正、反激励均输出电能。根据电压时间平衡方程U正t1=U反t2，在最低40 kHz、最大25 μs周期中正激励时间接近12 μs，最大反激励时间约为12 μs，还有至少1 μs的谐振半周期时间。绕组匝数越小，电感量越小，在固定时间内电流上升越快，容易进入磁饱和。为了防止出现磁饱和，激励绕组由一个最少匝数限制，激励绕组的最小匝数由下式计算：

其中，线电压按照最高值300 V代入，最大磁感应强度Bmax取为0.36 T，与0.4 T相比留出了一定裕量。考虑输出绕组匝数为整数，最低输入时的正激励输出电压应该达到40 V。匝比定为260∶40比较合适，正激励输出绕组N3定为20匝，实际N1可以取为130匝。正激励匝比为6.5。
根据60 W输入功率，若完全按反激励输出，所需的激励电流峰值约为1 A。反激励是以磁芯所储存的能量输出，一般磁芯储能有限，这一电流值无法单纯依靠励磁达到。若按反激励输出能量占总能量的20%计算，需要的最大励磁电流Im为：

在UCC28600D以电流限功率的工作方式中，若将最大激励电流限制为1 A，反激励电流不足部分由正激励电流补足，则最大正激励电流应该达到0.7 A，由输出滤波电感控制。以上是以最大周期计算极限值，若开关频率被提高，芯片自身会相应改变限流值。对于输出29 V电压，考虑整流二极管等还有一定电压降，反激励输出绕组的电压应该预设为30 V。反激励匝比为10∶1。根据电压匝比关系，30 V反激励式输出绕组需要绕制13匝。同理，16 V反馈电压绕组也采用反激励输出，需要绕制7匝。
(3)确定限功率电阻
UCC28600D芯片驱动的激励电路是以限制激励电流的方式来限制输出功率。对于激励电流限制型的电源，无论采用正激励还是采用反激励方式，其输出功率基本相等。因而可以参照单纯的反激励励磁电流来计算限流值，进而计算出限功率电阻R12，参见图1。根据以上计算，单纯的反激励励磁电流应该达到1 A左右，0.8 V的限功率电压对应限流电阻应取为0.8 Ω。若取为1 Ω，则其实际输出功率有所减小。
(4)确定正激励滤波电感量
输出整流滤波电路包含正激励输出整流和滤波、反激励输出整流和滤波。正激励输出绕组和反激励输出绕组相互独立设置、独立整流。L2、D2a用于正激励整流滤波，D2b用于反激励整流，两者共用滤波电容。正激励滤波电感L2的电感量过小时滤波效果不好，过大则电流上升率低，反应到激励线圈上的电流增量不足，可能会造成开关频率降低。确定L2的原则是在12 μs内励磁电流加正激励耦合电流应该达到1 A。根据电感的伏安关系，在280 V标准线电压作用下，9 mH的激励绕组经过12 μs后，电流增至0.37 A，则耦合电流应该达到0.63 A。正激励的耦合匝比是6.5，12 μs内滤波电感上的电流增量需要4.1 A。正常的正激励情况下，加在滤波电感上的电压是10 V，只有29 μH的滤波电感才能在12 μs内电流上升4.1 A。因此，滤波电感L2的电感量应当控制在30 μH左右，其取值无需太过严格。
按以上设计可以获得高性能的小功率电源。输出42 W时用示波器低干扰测量法测量电源输出口电压的交流分量，如图4所示。从波形图中可以看出，输出电压只有极小的噪声电压成份，噪声电压和开关周期造成的脉动电压幅度都小于5 mV，是传统开关电源所无法实现的，噪声电压已经不是电源使用中存在的主要问题。采用了准谐振工作方式后，激励管的损耗较小，输出42 W功率时测得电源整体工作效率为85%，最大损