为特定应用选用合适的稳压器：选择稳压器控制模式

CM控制的优势

接下来，我们简单讨论一下这两种结构的优点和缺点，首先从CM结构开始。

为什么要采用电流模式？进一步观察电流控制环路的响应，我们发现当控制FET导通时，通过RSENSE的电流经过电流检测电路后变成电压斜坡信号。电压斜坡与电感中的斜坡电流成比例。经过斜率补偿的电压斜坡跟误差放大器的输出电压进行比较。图中的CONTROL FET将保持导通，直到这两个电压相等。当这两个电压相等时，图中的CONTROL FET关闭。之后，通过固定频率的时钟信号CLK来置位RS触发器，开始下一个开关周期，如图3所示。这样，流过CONTROL FET开关和电感的峰值电流，基本上由电压控制环路决定。由于电感处在内部的电流控制环路内，CM控制模式消除了电感的极点和二阶特征带来的影响（这些影响在VM控制模式下是存在的）。因此，外部的电压控制环路只存在单极点的输出滤波器和负载电阻。可以把CM转换器看成一个电流源。电路的输出电容与并联的负载阻抗构成了单极点电路。该电流源给该单极点电路提供电流并对其进行调节。这意味着，对CM模式稳压器进行稳定补偿，总体来说要比VM控制器容易得多。

下面，我们讨论补偿方法。图5为两种控制结构所采用的典型的补偿网络。左侧为电压模式补偿4 (III型)电路，要求较复杂的补偿网络。右侧为电流模式补偿(II型)5电路，比较简单，甚至可以不需要C2。


图5. VM补偿(左)与CM补偿(右)的原理图比较。CM补偿中，可能不需要C2。

早期CM控制方法带来的一个问题是：需要高精度的电流检测2电路。该电路会引入少量的功率损耗。现在的集成电源方案采用内部的高边FET的RDSON实现电流检测，不需要外部电流检测电阻。CM转换器除了补偿2网络简单的特点外，还有下述特点：出色的电源调整率、极佳的负载瞬态响应，可以实现逐周期限流（因为在每个开关周期都进行电流检测。）

电源调整率定义为：输入电压变化引起的输出电压变化量。电源调整率跟控制至输出传递函数的增益相关。由于CM结构的控制至输出传递函数的增益与输入电压无关，所以电源调整率非常好。另外，对于CM结构的转换器，单极点引入的相位/延迟较小。所以，相对于VM 结构的转换器，峰值CM控制结构的转换器具有更好的瞬态响应。查看VM结构的控制至输出传递函数发现：输入电压会直接影响传递函数的增益。这导致电源调整率性能下降。现在的VM转换器通过采用电压前馈技术，根据输入电压改变锯齿波信号的斜率，解决了这一问题。表1所示为两种结构的优点/缺点2汇总。

既然CM有那么多优点，为什么还要用VM控制模式？这是因为CM设计要求两个控制环路，并且电路复杂度比VM高。VM控制的稳压器可能更具有价格优势。从历史角度看，在输入电压工作范围较宽，尤其是在低输入电压/轻负载时，电流斜坡的斜率可能太低，以至于CM 控制器不能稳定工作。新出现的器件（如MAX17500–MAX17504系列高压CM转换器）已经大大改善了这一限制。

表1. VM控制与CM控制的比较汇总


什么是斜率补偿？

尽管现代大多数集成转换器的斜率补偿都是内置的，我们仍然很有必要对斜率补偿做些了解。

假定降压型转换器工作在电流连续模式(CCM)。这意味着电感中的电流永远不会下降至零。另外假定负载较重，PWM占空比为75%左右。在没有斜率补偿时，只有电流检测电路输出的斜坡信号加到PWM比较器。切换到轻载时，电流控制环路会过早地关断控制FET开关。由于PWM占空比为75%，可供电感电流下降和磁芯复位的时间很短。负载上的电压决定了电感电流的下降斜率。只要负载不对地短路，电感中的电流降至PWM比较器的下门限值就需要较长的时间。当下一周期开始时，由于电感中电流仍然太高，FET开关不能导通(或者以控制器允许的最小占空比短暂地导通)。如果电流非常高，下一周期由于同样的原因，FET开关继续保持关断。

这会导致转换器在PWM开关频率的次谐波处发生振荡。斜率补偿在电流检测波形上叠加内部时钟信号，提供了在较短关断时间内斜降至零的途径。对于过流条件，仍然会有非常短的脉冲，但通过在电流检测波形上叠加时钟信号，解决了次谐波振荡问题。

同步与异步整流

进一步观察典型DC/DC转换器的功率级，我们会发现有两种类型的输出级(图6)。我们一般把同时具有高边和低边FET的转换器称为同步整流转换器。DC/DC转换器的控制电路会同步两个FET的导通与关断。同步措施优化和控制这两个FET的死区时间，使它们不会同时导通。高边FET在VOUT/VIN × 1/fsw导通，低边FET在1 - VOUT/VIN × 1/fsw导通，其中fsw为转换器的开关频率。一般来说，异步转换器在占空比较低时，可能满足不了电路板对电源效率的要求，因为其导通损耗主要由I x VDIODE决定。同步整流转换器对应的损耗为RDS(ON) x I功率损耗。

要针对具体应用来选取合适的同步整流的器件。例如，针对5V转换为2.5V的应用，输入耐压额定值为14V的稳压器可能不是最佳选择。因为14V的调压器是针对分布式12V电源总线(常见于电信和服务器应用)设计的。这类设计针对占空比小于10%、1V或更低的内核电压应用进行优化，内部高边FET的RDSON可能较高。

本例中，12V稳压器的FET针对很低的占空比应用进行优化：低边FET以导通损耗为主，针对RDSON进行优化；高边FET以开关损耗为主，优化为具有较高RDSON但很小的栅极充电电流。将5V电压转换为2.5V时，PWM占空比为50%，最大额定值为6V的器件可能是更好的选择。通常情况下，大多数为5V和12V系统设计的降压型转换器采用同步整流器输出级。在24V及更高电压的工业应用中，利用肖特基二级管代替低边FET的异步整流级更常见。


图6. 异步与同步控制的比较。

一些较新的器件（如前面提到的MAX17501–MAX17504）集成了高边和低边FET。这些器件最大输入电压额定值为60V，可以用在直流电压总线为24V或更高电压的工业应用中，以提高效率。