双正激变换器软开关拓扑的分析与评价

3.7ZCT双正激变换器

文献[16]提出了ZCT双正激变换器，如图14所示，在每个开关管旁并联一个谐振回路，在主开关管关断之前开通谐振开关，通过谐振回路的谐振，将主开关管的电流转移到谐振回路中，从而实现主开关管的零电流关断，谐振开关在谐振电流过零时自然关断。ZCT双正激变换器特别适合于以IGBT 作主开关管的应用场合，可以避免IGBT 关断时由拖尾电流引起的关断损耗。但是主开关管是硬开通，而且需要两个辅助开关和两套辅助电路，因此电路结构比较复杂。



图14 ZCT双正激变换器

3.8　广义软开关-PWM双正激变换器

广义软开关，就是用有源或无源的无损吸收电路，使开关过程软化，实现近似零电压开通或近似零电流关断，减少开关损耗，同时降低整流二极管的反向恢复损耗。它可以达到与传统ZVT或ZCT软开关几乎相同的指标，但比传统软开关具有电路简单，成本低廉，可靠性高的优点。图15所示是一种广义软开关-PWM双正激变换器[17,18]，原理简述如下：主开关管S1、S2以及辅管Sa同时开通，回路中Lr限制了主开关管的电流上升率，减小了开通损耗。S1先关断，变压器电流对C1充电，C1上的电压不能突变，因此S1电压上升电压斜率受到限制，关断损耗减小。令Sa先于S2关断，当S2关断时，器电流对C2充电，和S1关断情况相同，减小了S2的关断损耗。该电路的特点是：变压器和吸收电感的储能可回馈给电源，辅管Sa可实现ZVS，S1、S2虽然不是零电压开通，也不是零电流关断，但是有源无损吸收电路有效地软化了开关过程。但是吸收电路需增加辅助开关管，控制较复杂。



图15 广义软开关-PWM双正激变换器

4. 不需辅助电路的软开关拓扑

4.1 双桥式ZVS双正激组合变换器

图16提出了一种双桥式ZVS双正激组合变换器[19]，两个双正激变换器在原边串联，共用一个高频变压器，通过移相控制，并利用变压器漏感和励磁电感实现开关管的零电压开通。变压器磁芯的双象限磁化实现了输入电容的自动均压。该电路适用于高输入、输出电压，大电流输出的场合，但是通态损耗较大。



图16 双桥式ZVS双正激变换器

4.2 ZVZCS PWM交错并联的双正激组合变换器

文献[20]提出了一种ZVZCS PWM并联的双正激组合变换器如图17所示，副边采用耦合的滤波电感以减小空载电流和环流电流，Ls1、Ls2是变压器的副边漏感。通过PWM控制，不需辅助电路就实现了S1、S2的ZVS和S3、S4的ZCS，减小了原边和副边的空载和环流电流，降低了通态损耗。它适合用于高压输入、IGBT做开关管的场合。



图17 ZVZCS PWM交错并联的双正激组合变换器

4.3 新型的ZVZCS双正激组合变换器

文献[21]提出了一种新型的ZVZCS PWM交错并联的双正激组合变换器如图18所示。两个相同的双正激变换器在原边串联，采用一个带两个原边绕组和两个副边绕组的高频变压器，采用PWM技术减少空载和环流电流，降低了导通损耗。在较宽的负载范围内不需采用任何有源或无源辅助电路，由变压器漏感电流实现了S1、S3的零电压零电流开通、零电压关断，利用漏感电流和环流电流实现S2、S4的零电流开通、零电压关断。4个开关管类似全桥变换器工作，磁芯元件和滤波器体积都很小。该变换器的优点是变压器原边侧没有环流存在，但是需要两个相同的原边绕组，铜损较大。此外S2、S4为零电流开通，用MOSFET作开关管时存在容性开通损耗。适用于高输入电压的大功率场合。



图18新型的ZVZCS双正激组合变换器

4.4 ZVS三电平双正激组合变换器

文献[22]提出了一种新型的ZVS三电平双正激组合变换器，如图19所示。它由两个双正激电路串联构成，经过一个有两个原边绕组的高频变压器实行隔离输出。利用集成在高频变压器中的副边漏感，通过PWM控制实现开关管的ZVS。该变换器的开关管所承受的电压应力为输入直流电压的一半，因此适用于高电压输入场合。文献最后给出了采用全波整流和倍流整流的ZVS三电平双正激组合变换器拓扑。



图19 ZVS三电平双正激组合变换器

4.5 新型的ZVS双正激组合变换器

文献提出了一种新型的ZVS双正激组合变换器，如图20所示。主电路原边部分由交错并联的双正激组合变换器简化而来，原边只用两个续流二极管，电路结构简单。而且采用变压器的磁集成技术，高频变压器磁芯双向磁化，提高了磁芯的利用率，进一步减小了体积，提高了变换器的功率密度。此外，该变换器还具有如下一些特点：

(1)变换器采用开环控制，在接近100%的等效占空比下工作，变换效率高；(2)可以通过变压器漏感（或串联电感）能量实现主开关管的零电压开通，同时降低了副边整流二极管的反向恢复损耗，大大提高了效率；(3)输出滤波电路不含滤波电感，这样由于输出滤波电容的箝位作用，大大减小了副边整流二极管的电压尖峰。该变换器起着隔离和变压的作用，输出电压随输入电压和负载变化，所以适合应用于输入电压变化范围较小的两级或多级系统中。



图20新型的ZVS双正激组合变换器

本文选用这种新型的ZVS双正激组合变换器，作为高压直流输入航空静止变流器DC/DC级拓扑，采用并-串组合方式成功研制了一台4KW的DC/DC变换器（实验电路如图21）。



图21变换器实验电路图

实验主要数据为：输入直流电压：Vin=270V；输出直流电压：Vo=360V；D=0.483；变压器磁芯：双EE55B。变压器原副边变比：K=13：11；变压器原边漏感（包括串联电感）：Ls1= Ls2= Ls3= Ls4=26uH；开关管(S1"S8)：IXTK48N50(Rds(on)=0.10 , Cds="620pF")；原边续流二极管(D1"D4)：DSEI60-06A；副边整流二极管(D5"D8)：DSEI60-10A 。输出滤波电容：Cf1= Cf2=470uF；开关频率：fs=100kHz。



图22 ZVS开关波形(2us/div)

（CH1：S1漏源电压 100V/div；CH2：S1驱动电压 20V/div）

图23满载时驱动电压、副边电压、电流波形(2us/div) （CH1：S1驱动电压 20V/div；CH2：变压器副边电压 250V/div；CH3：变压器副边电流 10A/div）

图22是开关管S1的驱动电压和漏源电压的波形，从图中可以看出S1实现了ZVS。图23给出了满载时副边电压和电流的波形。由于输出滤波电容的箝位，副边几乎没有电压尖峰。图24给出了变换器效率和输出功率的关系曲线，满载时效率高达95.51%。



图23 满载时副边电压和电流的波形



图24 效率与输出功率的关系曲线