有源功率因数校正技术在开关电源中的应用研究

输入浪涌电流抑制  
　　
隔离式开关电源在加电时，由于滤波电容充电的影响，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，在输入端会产生极高的浪涌电流。所以必须在电源的输入端采取限流措施，以求能够有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。本文采用负温度系数的热敏电阻(NTC)串联在交流输入端，用以增加对交流线路的阻抗，把浪涌电流减小到安全值。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小，这样，就不会影响整个开关电源的效率。  
　　
滤波电路设计  
　　
电磁干扰会对电气产品的正常工作产生很大的干扰，如干扰过大，会影响整个产品的3CR认证要求和控制部分的正常工作，而电源滤波器则是开关电源EMC设计的重要部件。交流输入电路与L和C组成的低通滤波网络相连，其作用是抑制电网上来的电磁干扰，同时，它还对开关电源本身产生的电磁干扰有抑制作用，以保证电网不受污染。在本次实验电路结构图中，采用L和C组成常模和共模抗干扰回路，这种组合对各种高频干扰信号的抑制作用较好。  
　　
高频开关电源产生的EMI主要以传导干扰和近场干扰为主。共模干扰和差模干扰是传导干扰的两种基本模态，EMI滤波器是目前使用最广泛，也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一。EMI滤波器不但要抑制差模干扰，也必须抑制共模干扰，它的基本电路可以参照后面给出的实验电路结构图。  
　　
共模扼流圈一般在铁氧体上绕制，因为铁氧体的导磁率很高，可以获得很大的电感量，而由于共模扼流圈的特殊绕制方法，没有磁芯饱和的危险。差模扼流圈一般在铁粉磁芯上绕制，这种磁芯不易发生饱和，但是磁导率较低。有时为了避免磁芯饱和，在磁路开放的磁芯上绕制，通过减小磁芯中的磁通密度来避免饱和；这时要注意电感也是一个非常高效的磁场接收器件，会将周围的干扰收集到电感上，形成新的干扰，必要时可以采取屏蔽措施。  
　　
利用电感器同电容组成滤波电路来抑制共模干扰，这种电感器件串入电路中对工作状态不加干涉，而对共模干扰起到抑制作用。它的结构是在一只磁芯上绕制两个相同绕组的线圈，工作时将这两个线圈分别串接在电源上，当工作电流接通时磁芯中的磁动势相互抵消，因而磁芯材料不受任何影响，不必担心其磁饱和。在这次研制过程中，我们采用频率特性好、导磁率高的铁氧体材料。  
　　
实际上，在电磁兼容应用中，最常用的是共模滤波。这是因为大量的电磁干扰是从空间耦合到线缆上的。这种干扰形成的干扰电压是共模电压。  
　　
共模扼流圈能滤除低频噪声，一般来说电感值越大，对低频(1MHz以下)段传导干扰抑制效果越明显。图1是功率因数校正电路的传导干扰测试结果，对于锰锌铁氧体磁芯，增大电感量以后，1MHz以下的干扰水平明显降低，尤其在0.1～0.7MHz频段内，干扰水平下降了20dB。比较后可看出，应根据所要滤除的噪声的频率下限选取扼流圈的电感值。  
　　
硬件电路结构及工作原理  
　　
图2所示为APFC硬件电路结构图，电路采用内外双环反馈控制方案。内环反馈的作用是将全波整流输出直流脉动电压取样输入到MC33262，以保证通过变压器T4的电流时刻跟踪输入电压按正弦轨迹规律变化。通过T4的三角形高频电流的峰值包络线正比于输入交流电压，其平均电流则呈正弦波形，这就意味着电源输入电流也呈正弦波。外环实现对APFC变换器输出直流电压的监控。直流输出电压通过电阻分压器取样输入到MC33262，MC33262则输出占空比可调的PWM驱动信号控制MOSFET导通关断，确保输出电压稳定。  　　

  
　　
   
输入端交流电压经桥式整流后，输出100Hz的正弦半波直流脉动电压，经过电阻分压器分压，在R4上的取样电压经小电容C4滤除高频噪声输入到芯片内部的乘法器。滤波电容EC1两端直流电压通过R12、R13和R14分压输入到芯片内部误差放大器的反相端，并与误差放大器同相端精密参考电压Uref比较，产生一个输出直流电压的误差信号，作为一象限乘法器的另一路输入。当AC输入电压从零按正弦规律变化到峰值时，乘法器的输出控制电流传感比较器的门限，迫使通过MOSFET功率管Q1的峰值电流跟踪AC输入电压的变化轨迹。流过MOSFET功率管Q1的电流在电阻R11上转换为电压信号，输入到MC33262芯片内电流检测比较器的正向输入端。变压器T4电流的波形呈高频锯齿三角波，在电流值从零增长到峰值的过程中，Q1是导通的。乘法器的输出则是电感峰值电流的参考电压，只要在R11上的传感电压超过电流检测比较器的门限电压，片内逻辑电路动作，输出MOSFET功率管关断信号。  
　　
变压器T4的副边绕组NS将感应电压经D1整流EC3滤波，作为MC33262芯片启动后的辅助电源；NS还用做T4的高灵敏度的电流传感器。NS将流过T4的电流检测后，经限流电阻R7输入到片内零电流检测器，只要电感电流降至芯片所设置的“零”电平，零电流检测器则通过置位门锁驱动MOSFET导通。  
　　
由于在电感电流下降到零之前，MOSFET不会导通，而在其导通期间，升压二极管则一直截止，所以对升压整流二极管D3的反向恢复时间要求不是很苛刻。  
　　
理论上，变压器T4的导通时间是恒定的，实际上由于受整流桥后接滤波器充电的影响，在交流电压过零处导通时间有所增加。T4的关断时间在交流电压的峰值处最大，在交流电压的过零处则趋向于零。所以最小的开关频率出现在交流电压的峰值处，随着交流电压从峰值走向过零，开关频率不断升高。这一点，从下面开关频率的计算公式也可以看出。  　　
  
式中，UAC为输入交流电压的有效值；η为变换器效率；L为T4电感量；Uo为变换器输出直流电压；Po为输出功率；wt为交流输入电压的相位角。  
　　
电路中其它具体重要参数比如电感值、输出电容值、分压电阻、电感电流采样电阻、MOS管电压电流参数的选取和计算公式在参考文献[4]中已经做了详细讨论，本文不再重复。