基于TOPSwitch-GX的伺服系统多输出开关电源

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3.3 多路输出交叉调整率

对于多路输出，如果要求每路输出电压均具有高精度，则煤炉都应有独立的闭环稳压回路，如果只有一路输出是重负载，其他路输出的副载较轻，对于输出电压精度要求不是很严格，则只需给重负载所在的回路加反馈控制回路.本模块的4路输出中，由于+3.3V输出是最重要的负载，输出电流（最大3A），+5V、+5V（HVDD）+ 15V是集成电路的电源，允许电压在10%的范围变化，电流较小，所以只在+3.3V输出回路采用闭环稳压电路。在+5V、+5V（HVDD）、+15V所在回路7805型和7815型集成稳压器，由于反激式变压器本身就是耦合电感，所以采用这种高频反激式拓扑结构的变压器就能改善多路输出交叉调整率。

在这种开关电源的设计过程中，由于高频变压器参数对开关电源的性能影响很大，所以高频变压器的设计是很重要的，对于多路输出电源，其输出阻抗直接决定输出电压的变化，输出阻抗与各输出绕组间的漏感成正比，而初、次级绕组的耦合程度对输出阻抗也有很大影响，所以设计多路输出高频变压器要使各输出绕组间紧密耦合，且输出电流变化范围大的绕组（主输出绕组）与初级绕组要耦合得最好，以利于提高交叉调整率，通过实验与分析，对本系统中采用的变压器，绕组的最佳绕制顺序为先绕原边的一半，再绕副边绕组，最后绕原边的另外一半和偏置绕组。

漏感会导致变压器电压的尖峰，对于反激变压器，该尖峰直接引起辅助输出轻载时输出电压的攀升。如果能保持箝位电压的大小略高于次级反射电压，则多路输出反激式开关电源的交叉调整率能得到极大的改进，这里采用在变压器原边并联由一个箝位二极管和一个快恢复二极管构成的箝位电路的方法，这个箝位电路能限制尖峰电压攀升并吸收尖峰电压的能量，次级反射电压为135V，采用200V的P6KE型箝位二极管和FR1107型快恢复二极管。

采取上述措施后，多路输出电压的交叉调整率得到极大的改善，主输出电压纹波小于3%，各路辅助输出电压纹波小于5%，负载交叉调整率小于5%。

3.4 高频变压器的设计

单端反激式高频开关变压器是开关电源的关键，这种变压器实质上是一个耦合电感器，它要具有着储能、变压、传递能量等功能，笔者采用面积乘积法来设计高频变压器。

3.4.1 设计已知参数

这些参数由设计人员根据用户需求和电路的特点确定，包括输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs（或周期T），线路主开关管的耐压Vmos。

3.4.2 设计原理

在反激式变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高于主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量（此处假设为150V），反激电压由下式确定：

Vf=Vmos-VinDCMax-150V （1）

式中，VinDCMax为变压器前端入的最小直流电压。

确定了反激电压之后，就可以由式（2）确定原、副边的匝比，即

Np/Ns=Vf/Vout （2）

式中，Np为原边绕组匝数，为副边绕组匝数。

反激式电源的最大占空比DMax出现在最低输入电压、最大输出功率的状态下，根据稳态下变压器的磁平衡式可求出Dmax，即

VinDCMaxDMax=Vf（1-Dmax）（3）

设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1；当开关管关断时，原边电流上升到缝制电流Ip2。若Ip1为0，则说明变压器工作在断续模式，否则工作在连续模式，由能量守恒定律可以得到下式：

1/2（Ip1+Ip2）DMaxVinDCMax=Pout/η （4）

在一般连续模式设计中，令Ip2=3Ip1，这样就可以求出变压器的原边电流，由下式可以得到原边电感量Lp：

Lp=DMaxVinDCMax/fsΔIp （5）

对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2。

可由面积乘积AwAe法根据式（6）求出所要求的铁芯：

在上式中，Aw为磁芯窗口面积，Ae为磁芯截面积，Bw为磁芯工作磁感应强度，K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2-0.4，Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2。

根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。

磁芯确定后就可以根据下式求出原边的匝数：

Np=LpIp2104/BwAe （7）

再根据原边与副边的匝比关系求出副边的匝数，有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原边和副边的匝数合适。

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