如何优化长距离DWDM系统的信号链

这两类调制器都需要一个预偏置直流调制电压来优化光调制器的啁啾效应。具有内部预偏置的调制器驱动器只要求驱动器输出与调制器之间连接，该特性省掉了外部电感，而这通常是构建外部偏置网络所需的器件。

通 过采用精确的温控电阻更有助于对CW激光器的直流偏置电流、直流预偏置调制电压，以及高速调制电压摆幅进行编程。通过2线串行数据接口设定温控电阻的阻 值，片上的温度指数查找表可以支持对这些电阻的温度控制。目前，用于CW激光器的全集成驱动器电路已提供可编程电阻、平均发射功率的输入、偏置电流监测 器，以及存储特定发射器数据的内存。

DWDM接收器

DWDM接收器的光信号面临 非对称噪声以及光纤衰减和色散等问题，因此与TDM接收器相比，DWDM接收器负担更大。为了增加接收器的灵敏度，通常先采用雪崩光电二极管(APD)， 该器件在将光子转换成电子时，通过电压控制雪崩击穿来产生大量的电子。在工作模式下，APD提供的电子比接收的光子多。此时，它需要的反向偏置电压可能高 达90V。

必须严格控制反向偏置电压以保持其倍增因子(增益因子M)在温度变化时不变。显然，这需要一个低噪声、低纹波和高精度的电源，它必须从系统板的3.3V或5V电源上得到APD需要的高反向电压。

为保持APD的增益恒定，可以采用珀尔贴元件来控制温度。由于反向偏置电压与温度成一定函数关系，因此通过控制反向电压也能确保增益稳定。一般来说，第二种方法具有更好的成本效益。

系 统管理要求检测接收到的信号的平均功率。这能够在APD之后第一个前置放大器级来实现，在此部分，互阻抗放大器(TIA)的积分功能可以检测平均光电流。 它与平均光接收功率是成正比的，但TIA器件之间的误差使得这不能成为最精确的接收功率测量方法。一种更好的方法是直接从光检测器的偏置电压源检测平均光 电流，这种方法甚至允许检测低于1mA的光电流。

在完成接收二极管的电路后，设计者必须解决OLA产生的光噪声问题。由于它 是非对称的，即在逻辑"1"上的噪声比逻辑"0"高，这将显著降低传统接收器的误码率(BER)。其结果是，接收器的时钟和数据恢复(CDR)判定电路必 须能够在作出判定之前调整其判定电压的阈值电平。这个调节将信号判定电平从信号眼图开口的中间调整到逻辑0，从而得到相对于判定电平对应的对称眼图开口。

为 了成功地实现BER优化，输入信号在CDR以前不能存在失真。因此，在APD与判定功能之间的信噪比变化必须很小。把APD电流转换为电压的前置放大器在 整个动态范围内必须保持线性，其后的后置放大器必须提供进一步的线性放大功能。调节判定电压的阈值可以由线性的自动增益控制(AGC)电路来实现，它可以 在接收器的整个动态范围内提供恒定不变的CDR输入电压。

设计者也可以通过手动来调整，根据经验或通过自动控制回路测量 BER来获得判定电压阈值电平。手动调节对小于2.7Gbps的低速率应用来说具有成本效益，但对10Gbps以上的速率则应该考虑采用自动BER优化方 法。如果在CDR和并行转换器后面接收器采用了FEC或数字封包功能，实际的接收器BER可以从该功能中得到，它会考虑接收信号中经过纠正的错误数量。然 后，这些错误数量信息可以用来作为控制自动阈值电平调节的反馈回路标准(图3a)。

另一种选择是在前置放大器的输出端调整阈 值电平，这要求在整个前置放大器的动态输入范围内放大都是线性的，再加上一个自适应、自动控制的阈值电平，因为前置放大器的输出电压摆幅随接收的光功率而 变化。由于输出幅度是变化的，没有其它方法可以替代自动阈值控制电路，可以从FEC或数字封包器的错误计数器输出中得到反馈。

对 于在前置放大器输出端自动控制阈值电平的情形，设计者可以采用一个简单的限幅放大器来代替AGC功能，因为AGC的临界回路时间常数可能会使接收器端的设 计复杂化，即使那是一个用户可编程的时间常数。在前置放大器后面设置一个幅度判定电路，如限幅放大器，是可以接受的，因为幅度判定阈值电平是由前置放大器 的输出端定义的(图3b)。

另一个挑战是获得可靠的信号丢失(LOS)和失锁(LOL)指示，因为不相干的光噪声会产生一定量的光功率。因此，用来识别LOS与LOL的传统功率和频率检测方法必须考虑光噪声特性。

结 合差分电流模式逻辑(CML)可以将接收器端和发射器端每个高速串行接口的功耗和信号反射降到最小，即使是在前置放大器到后置放大器的接口处。CML的高 频性能得到片上50W小型封装终端电阻的支持。如果采用外部50W终端电阻，其结