DTV发射机75 W射频功放模块的设计与实现

这样由于三极管的开关特性，Rce很小，Vce为0.2 V左右，这样Vout可近似看成接地，且连接到可调分压网络，作为其参考电位。而当输入电压过大时，BG2管会导通，这样BG3的基极就会被限制在0.2 V左右，使得BG3截止，这样相当于可调分压网络中串入了100 kΩ以上的Rce，使得减法器负输入端增大，输出Vgs变小，使MRF9060截止，保护了功放管。

反馈电路可以提高系统的线性度。功放模块一方面要考虑效率，另一方面由于多电平调制技术的需要，需克服非线性。可以用信号与三阶交调的信噪比来表示系统的线性化程度，如下式

式中：G1(V/(V·W))，A1(rad/W)分别是AM-AM，AM-PM转换系数;G0为系统的线性增益;Pin是输入平均功率。可以看出，随着输入功率的不断提高，功放接近饱和，信噪比极大，因此必须通过反馈来降低AM-AM转换系数，使得增益保持在一个稳定的值上。在闭环状态下，射频信号输入通过二极管进行功率检波，得到的功率包络通过一级运放进行电平系数调整，最后输入到两路减法器的反向输入端，从而调节Vgs来控制功放的增益。反馈电路采用LM7301构成差分放大电路，可以保证较大范围的射频功率反馈输入，增加系统输出功率的动态范围。另外，LM7301和LM7171具有相同的温度特性，反馈电路在开环状态下还能补偿温漂给两路减法器带来的噪声，有良好的温度稳定性。

　　3 仿真与分析

　　由2.2中对直流馈电电路的分析可知，模块在工作时功放管的Vgs是动态变化的，这就给射频放大电路的仿真带来了很大的困难，而仿真的目的是要确定合适的匹配网络和静态工作点从而实现模块的主要指标。因此先给功放管一个固定的静态工作点，在此前提下进行仿真，通过定性分析搞清各元件对系统的影响程度，以达到基本满足系统指标的结果。之所以不对直流馈电电路进行全面的仿真是因为其确定性比射频放大部分电路高很多，最后实测得出的偏差可通过调节各差分放大器的反馈电阻来调节。然后在此基础上制板调试，可见，加入直流馈电电路后的动态偏置将进一步提高模块的各项指标。

　　3.1 仿真环境

　　采用ADS2005A射频仿真软件，安装Freescale射频大功率模块库，选择MRF9060作为功放管。介质基板介电常数为2.65，材料是聚四氟乙烯，介质厚度0.8 mm，传输线厚度忽略不计。功放管的静态工作点设置为Vgs=4.1 V，Vds=30 V。直流电源与功放管的栅极、源极间都有射频线圈，用来隔离射频信号与直流偏置，直流电源与地接大退耦电容，匹配网络传输线之间有串联电容作为级间隔直电容。

3.2 S21与S11曲线

系统指标要求170～230 MHz内增益大于20 dB，并且功率平坦度为0.5 dB。射频线圈的值一般取在纳亨(nH)量级，数值较大时，增益越小，陡峭程度越好，反之，增益增大，陡峭程度变差。在射频信号通过耦合器输出后一开始就并联一个纳法(nF)级的可调电容进行滤波。如2.1节所述，有载品质因数QL和带宽紧密相关，决定了S21的主要波形，适当多加几级传输线和并联电容的组合才能满足功率增益的波形。大体调出S21曲线后，再开始协调S21和S11曲线，主要是通过调节集总电容的值及其位置。在基本确定了传输线级数和长度后，再进行布线来合理布局以便占用较小的空间。如图4为仿真结果，S21，S11在工作频带内的值由m1至m5分别标出，可见，S21在带内的波动小于0.65 dB，带内平坦度和带外抑制度有一个权衡。S11在通带中央达到了最小值，即-30 dB左右，但却以通带边缘的反射较大作为代价，即在170 MHz为-8.786 dB，在230 MHz为-10.78 dB，还有待进一步改善。

3.3 三阶IMD与1 dB功率压缩点的仿真

在大功率工作情况下，线性度对保证信号的质量尤为重要。功放的线性度主要由三阶IMD和1 dB功率压缩点这两个指标来表征，设计如下的仿真模型检验模块的可靠性。

仿真模型的射频输入端为双音输入信号，频率间隔为1 MHz且功率相同，图5为功率仿真曲线示意图，m1，m2与m3，m4分别表示有用输出信号和三阶交调信号的功率值，并且得到三阶IMD。在工作频带的不同频率下，对射频输出信号的功率值进行扫描，图6即为功放模块的三阶IMD在大功率输出情况下在工作频带内的三阶交调信噪比特性仿真曲线，曲线m1，m2，m3分别表示在170 MHz，200 MHz，230 MHz时的情况。可以看到，三阶IMD在170～230 MHz的工作频带内基本保持稳定，有较高的频率稳定性;三阶IMD在输出功率为45 dBm时好于-20 dBc，在40 dBm情况下好于-42 dBc;三阶交调截点IIP3由曲线拟合得出为44.315 dBm，结果较为满意。

图7为功放模块的增益在不同频率