利用STR-F6656设计34
式中，轻载时VR4会升高，有可能使MOSFET导通时的浪涌电流所引起的噪声对比较器1带来误触发。为了解决这个问题，在MOSFET关断期间插入一个有源低通滤波器，它是由C5和一个1.35mA恒流源组成，旁接于①脚和地之间。在MOSFET导通之前，该滤波器分流了从光耦输出的约一半电流量，因而使VR4直流偏置量有效降低，防止了导通浪涌电流的叠加而引起的误触发，此外C5的存在也加大了对噪声的吸收旁路作用。
应该指出的是，现在ton的控制是通过改变VR4的直流电压达到（见图6），这与过去传统方法不同，过去的STRS6700和STRM6800系列是靠改变充电电压的斜率而达到改变ton的。
（3）过流保护
这是一个脉冲连着脉冲的过流检测电路。由图5中的波形可见，比较器1起着过流保护作用。只要正比于Id的电压V1峰值超过限值0.73V时，就会强迫振荡器输出反相，使MOSFET关断，ton变小，达到了限制输出电流和输出功率的目的。
2.3 准谐振运用
上面讨论了纯光耦反馈电路的PRC工作情况，实际的应用电路应包括从变压器驱动绕组D1来的反馈支路（它包括D903，R908，C913，D904等元器件），由于这个支路的存在，使得V1在MOSFET关断期间含有与VDS成比例的电压成份，它叫准谐振信号（见图7）。根据准谐振信号的电平大小可决定该电源是工作在PRC方式还是准谐振方式。
在MOSFET关断期间如果准谐振信号V1处在0.73V与1.45V之间，则比较器1起作用使电源进入PRC方式；如果准谐振信号V1超过1.45V（V1最大值为6.0V），则比较器2起作用使toff降为1.5μs(min)左右，但现时功率管的关断时间不取决于此值，而是比它大得多。事实上只要V1保持大于0.73V，则MOSFET仍然维持关断，什么时候开始转导通，则由准谐振方式决定。准谐振方式就是使MOSFET在VDS的谐振周期的半周处导通，这样可保证较低的开关电应力和减少开关损耗，为达此目的，需要满足以下二条件：
（1）在漏极和地之间要有一个合适的电容C908存在，由它与初级电感构成LC谐振回路，以便形成漏源极之间电压VDS的谐振波形；
（2）栅极驱动中要有合适的延迟以保证当准谐振信号V1下降到0.73V以下，MOSFET开始导通时恰好对应于VDS波形的最低处。在具体调整时，可用一功率表监测电源输入端，在固定输出负载下，调整R908、C913大小，以获得最小输入功率，此时可判断延迟时间为最合适。还要指出的是延迟作用也有C910和电路分布电容的参与，所以即使不接入C913，电路仍会有某些延迟。
2.4 驱动电路，锁定触发器，热保护和过压保护
（1）驱动电路
驱动电路如图8所示。
这是恒压驱动电路，它利用稳压二极管ZD1(8.6V)来保护恒定的驱动信号幅度。当驱动信号为正脉冲时，Q1导通，通过电阻RG1＋RG2对MOSFET激励使之成为软开关。当输入信号为零电平时，Q1截止，Q2导通，MOSFET栅极电荷将经过一个较小的电阻RG1而迅速放电。稳压二极管ZD1的作用是保护MOSFET在截止时不致于被上冲的VDS(500V～600V）通过DG极间电容耦合到栅极而将管子损坏。
（2）锁定触发器Latch
当电路发生过压或过热时，芯片内有关电路会将锁定触发器置ON，使④脚上电压Vin在10V～16V之间来回摆动。IC间歇性地工作，阻止了电流和电压不正常的升高，直到Vin低于6.5V时，电路完全不起振。此时若要电源再起动，需要关机后再开机才行。
（3）热保护电路
当混合型IC的外壳温度超过140℃时，控制IC中的热保护电路就会起动锁定触发器置ON，由于MOSFET与控制IC装在同一块基板上。所以热保护同样包括MOSFET。
（4）过压保护电路
当Vin超过22.0V时，过压保护电路能起动触发锁定器。使Vin在10V～16V之间来回摆动最后会降到6.5V以下，电源完全停止工作，此时要关机后再开机才能重新起动。
过压保护电路同时可以防止次级输出电压VO1过高。例如当控制电路开路或其它原因引起VO1大大升高时，通过变压器耦合，驱动绕组的感应电压相应也会升高，从而使Vin升高。当Vin超过22V时过压保护同样起作用。限制了VO1的再升高，此时的VO1为
VO1(OVP)=[Vo1(正常值）/Vin(正常值]×22.5
例如设VO1(正常值)=130V，Vin(正常值)=18V，利用上式即可算出VO1(OVP)=162.5V，这表示当故障发生时由于过压保护起作用，VO1最高不会超过此值。
3 调整和测试结果
利用上述电源安装了三台34英寸彩色电视样机，最初开机时电源不工作，后用示波器观察Vin波形，发现电压过低，于是将驱动绕组ND1由4Ts改为5Ts，Vin又过大，电源起振一次又熄灭（因过压保护起作用），后加入一个串联电阻10Ω/1W于整流二极