MDO4000混合域示波器结构解密

dB。

而FFT处理增益=10Log10(M/2)(M=FFT帧长度)(公式3)(若M=4096，FFT处理增益=33dB)

简单的理解是：FFT运算时所采用的帧长度M与它所产生的频谱的分辨率带宽是成反比的，即是所使用的FFT帧长度越长，所得到的频谱分辨率越高，或分辨率带宽越窄，见以下公式：

RBW分辨率带宽=(窗口函数/M)*采样率(公式4)

而分辨率带宽越窄，所能进入的噪声相对较低。因此，通过设置FFT帧长度M可以增加FFT处理增益，从而降低FFT噪底的电平。

因此，对于这个组合，使用12比特A/D转换器，与FFT帧长为4096，其FFT的噪底应为107dB(见图9)。

而且，这些现代信号随时间变化的特点对传统扫频分析仪来说是太"快"了。在超出RBW分辨率带宽的极限时，扫频分析仪在以最快速度扫描关心的工作频段时，只能捕获几十到几百毫秒的时间，但往往发送的信号发生的时间通常只有几十微秒或以下。

图9、SNR信噪比、处理增益与FFT噪底的关系

由此可见，若想FFT的噪底足够低的话，就要使用比特位数高的A/D转换器加上运算FFT变换时，采用更多的数据点。因此一般VSA与RSA所采用的A/D转换器的比特位数都要比一般示波器要高得多，举例:泰克的RSA6000系列所采用的A/D转换器是14位比特的。

频谱分析仪另外一个重要的指标就是SFDR。杂散信号主要来源于所采用器件，如下变频器中的混频器与A/D转换器等的微分非线性(Differential Non-Linearity，DNL)特性所导致的失真(Distortion;注意:失真与噪声Noise是不同的概念)。假设输入射频信号为正弦波，其基本频率为F0，若混频器、A/D转换器为线性的，其输出在频域来说也一定是基本频率为F0的正弦波。然而理想的混频器与A/D转换器只存在于理论世界之中。在实际情况下，它们的非线性特性会产生谐波失真，如产生以F0为倍数的谐波含量(这些谐波是杂散信号之一)，若把这些谐波与基频都组合起来重构时域的波形的话，它将不是一单调的、基本频率为F0的正弦波了，它将变形，成了一非正弦波，这就是所谓的谐波失真。导致杂散信号的，还有互调失真(就是指输入信号可以是个非单调的正弦波，举例：双音的信号，而它们分别的基本频率可以是F0与f0，它们的谐波之间可以互相调制，这在混频器中是常见的失真问题)。这些失真所产生的杂散信号会使SFDR降低。由此我们看出，SFDR主要与器件的非线性特性有关，与噪声不一定有直接关系。要改善SFDR，主要透过改善器件的线性特性，降低失真所产生的杂散信号。

图10、SFDR的定义是载波的RMS有效值与最大杂散的RMS有效值之对数比例

就一般A/D转换器而言，SFDR无杂散动态范围通常要比它的SNR信噪比高得多。

(泰克的RSA6000系列SFDR无杂散动态范围是-78dBc(<6.2GHz时))。显明，所使用的A/D转换器的比特位数越高，它的信噪比能力越高，无杂散动态范围也可能相对较好。但是一般情况下，比特位数高的A/D转换器通常的采样率都相对较低(因为采样率高，对应A/D转换器的奈奎斯特频率高，因此进入A/D转换器的噪声也高，这样一来，A/D转换器的信噪比就要低，因此，同时比特位数高与采样率高对A/D转换器的设计来说是很困难的)，因此，A/D转换器的奈奎斯特频率也相对较低，最终需要对输入的宽带的信号在下变频时变为IF中频窄带的信号，这样就限制了VSA或RSA这些现代的频谱分析仪的实时宽带功能有限，目前市场上最好的大概在150MHz范围之间。

如表1所述，现代新兴的通信标准的信号的工作带宽都趋向越来越宽，IEEE802.11在5.6GHz频段上工作的信号带宽要达200MHz，调频雷达可以在GHz范围内调频或调相，UWB的工作带宽都超过1GHz。面临这些宽带的实时变化的信号，目前没有一台合适的频谱分析仪可以让设计师一目了然全频带看到所有射频信号的变化——设计工程师需要更好的工具帮助他们诊断、透视、测量与解决他们的无线设计问题！

传统的示波器FFT

大多数数字存储示波器能够计算和显示采集的时域信号的快速傅立叶变换或FFT，将输入的模拟信号(可以是射频频率范围的，只要示波器的带宽足够高。目前市面上最高带宽的示波器是泰克的DPO/DSA73304，带宽高达33GHz，几乎可以捕捉任何信号，A/D采集后可以进行FFT，将时域转变为频域。配合泰克的SignalVu软件包，更可以在调制域中测量多达27个矢量与标量测量)。从表面上看，这似乎为许多用户提供了充足的频域分析功能。普通示波器即使有FFT功能，在进行频域测量中仍是次优方案。这是什么原因呢？

图11、是传统示波器简化的结构方框图 

首先，从上述有关A/D转换器的信噪比与比特位数关系中得知，一般示波器的A/D转换器只有8比