救世主Ga N来啦！第二部分：测量

在我的上一篇博文中，我介绍了体二极管反向恢复。今天，我们来看一看在一个真实电路中测量反向恢复的方法。

测量一个同步降压转换器中的反向恢复不太容易。电流探头太大，并且会大幅增加功率级环路中的电感。而且电流探头的带宽也不够。

使用一个分流电阻器怎么样?这听起来是可行的，不过你需要确保这个器件不会引入过大的环路电感。我找到了几个电阻值在10mΩ，并且具有“低电感”的电阻器。

我很想把这个器件放在同步FET的源极上，不过会有两个问题：

• 分流电阻器上会出现栅极驱动电流，以及恢复和负载电流。
• 这个分流电阻器将增加电感，会由于高di/dt电流而影响到下桥栅极驱动。
  

其中一个解决方案就是将分流电阻器放在上桥MOSFET的漏极内，这样的话，分流电阻器就不会影响到栅极驱动了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有这样的功能—它内置有开尔文连接，并且具有能够减少电感的结构。请见图1。

图1：分流电阻器（Vishay公司生产）

硅MOSFET恢复测量

为了用一个硅MOSFET桥获得基线Qrr测量值，我掏出一把切割刀，在TPS40170EVM-597上为分流电阻器辟出了一个安全岛，并将这个分流电阻器放置其中。我使用的是一条50Ω SMA至BNC电缆，将信号传送到这个示波器（与50Ω的电阻值端接）。我串联了一个50Ω的电阻器，这样的话，我得到一半的信号值，不过没有振铃。注意在同时使用不同类型的探头时要进行失真调节！

需要注意的一点是，当分流电阻器位于顶端时，这个示波器被接地至正输入电压轨。这意味着电源正输出被接地（负电源接至降压转换器），任何其它测试设备，比如说负载测试器，一定不能使流经示波器连线的电源短路。图2显示的是经修改的评估模块 (EVM) 电路原理图。

图2：用于反向恢复测量的经修改的硅桥

图3显示了插入分流电阻器后的TPS40170 EVM。

图3：EVM探测技术

图4显示的是开关节点，以及300kHz, 24VIN, 5VOUT 和4AOUT 时的分流波形。

图4：硅桥开关波形

在图4中，黄色是软件节点，而紫色表示的是顶部FET漏极电流。电流平均值的“三角”波形与4A负载完美匹配 -> 20mV = 4A。

在图5中，针对TPS40170/硅MOSFET的高亮反向恢复电荷用红色显示（使用的是CSD185363A）。峰值恢复电流为18A左右 (90mV)，据我估算，对于24V*300KHz*100nC = <720mW的损耗，Qrr大约小于100nC。需要注意的是，这个电流在“红色区域”内的部分在开关节点上升时流入负载，所以估算值也许会比Qrr高一点。

图5：硅桥反向恢复

想象一下这种情况！每3.3μs从输入电源汲取一个18A、12ns宽的电流脉冲。高di/dt将导致所有功率级中的环路电感产生出电压，并且有可能造成运行问题。幸运的是，TPS40170EVM-597具有一个可以缓解这些问题的极佳布局布线—实际上，这些问题并不会一直出现。

进入GaN—恢复在哪?

我使用了同样的技术来测量LMG5200 GaN（氮化镓）EVM。我首先当LMG5200EVM在负载为4A，将24V驱动为5V时，抓取了一个LMG5200EVM开关节点电压的参考示波器波形图。我使用的是一台安捷伦33220A，在300kHz时，将一个固定的21%左右的占空比驱动至LMG5200 PWM输入。请见图6—通道1显示的是开关节点波形。

图6：LMG5200 GaN开关波形

我将高/低驱动信号包括在内，作为参考（通道3&4）。这个“体二极管”传导比MOSFET的体二极管有更高的压降—我在这段时间看到的压降是2.5V左右，而不是大约0.6V。我抓取了这幅示波器波形图的原因在于，我将要在输入环路中增加一个会导致更多振铃的电阻器/电感。

图7显示的是在我将分流电阻器添加到上桥GaN器件的漏极后的变化。

图7：GaN开关波形探测技术

需要注意的是，我必须用一个电平位移电路（简单的PNP和电阻器）来将300kHz 21%占空函数发生器信号从“接地”（现在为24V电源的正值侧）电平位移至-24V上的PWM输入。如果不这么做的话，当把示波器感测放置在正电压轨上时，我将会遇到一个接地竞争（或者被称为保险丝熔断）。图8显示的是开关节点（黄色）和最高GaN电流（紫色）。

图8：分流电阻器被插入时的LMG5200 GaN开关波形

通过放大图9，可以看出恢复电流已经消失（红色区域没有了）。由于感测电阻器增加的电感，还有一点点额外的振铃，不过没有恢复损耗或相关问题。你会发现开关和开关节点电容损耗依旧存在，但是GaN上不会出现导致基于硅MOSFET的转换器问题的反向恢复—这真让人松了一口气！

图9：GaN Qrr测量值