单电压基准与双电压基准的对决 -I（转）

作者：Ying Zhou1

开发一个低漂移系统会很难，特别是在使用双极输入信号时更是如此。诸如图1中显示的双向电流感测的应用要求使用两个良好匹配的低漂移基准电压。第一个电压，VREF定义ADC的满量程范围。需要一个偏置电压，VBIAS，来电平位移双极信号。需要使VBIAS = VREF/2，这样的话，ADC的正负摆幅相等。我将在这个系列博文中分三次讨论生成两个基准电压的三个拓扑结构。

图1：低漂移双向单电源低端电流感测系统

如图2中显示，使用两个单独的电压基准来提供一个简单且直接的方法。

图2：解决方案1（两个独立的基准）

对于图1中的应用，VREF和VBIAS分别为3.0V和1.5V。表1列出了一对低漂移基准。在将漂移、准确度和成本考虑在内时，REF5030A是针对3V基准电压的不错选择。不幸的是，低漂移、固定1.5V基准是不太容易得到的。在这个情况下，你可以选择一个1.25V基准，诸如LM4149B，虽然这个选择使正负范围失衡。

表1：低漂移电压基准

第二解决方案是可行的，使用图3中显示的分压器指定一个3V电压基准。

图3：解决方案2（基准+分压器+缓冲器）

在这里，VBIAS的漂移，如方程式 (1) 所示，由基准 (δREF)、电阻分压器网络 (δRDIV)和缓冲放大器 (δBUF) 的漂移所导致。

对于一个相类似的低漂移解决方案，选择具有0.1%耐受值和5ppm/°C温度漂移的电阻器。考虑到放大器的满量程范围为1.5V，缓冲放大器的偏移不是很明显。要达到输入偏移电压所导致的误差为0.1%和1ppm/°C漂移误差的目标，此放大器应该具有少于1.5mV的偏移电压和1.5μV/°C的漂移。表2显示为这个解决方案所选择的器件。要获得与组件选择的更多细节，请参考TIPD156，这是一款TI设计参考库中的电流感测参考设计。

表2：第二个解决方案中的组件

我们来快速查看一下这里提出的两个解决方案：

• 解决方案1是一个简单直接的方法，但是被限定为固定的基准输出，并且VBIAS不一定是VREF的一半。
• 解决方案2只使用一个基准，所以VBIAS的漂移将随着VREF漂移的变化而变化。由于电阻器可以做出相应地调节，这个解决方案在VBIAS ≠ VREF/2时具有很大的价值。说到缺点，这个解决方案需要更多组件。
  

图4显示了一个使用双输出电压基准 (REF2030) 在一个芯片内提供VREF和VBIAS的第三解决方案。两个独立的缓冲器从带隙电压中生成VREF和VBIAS。内部电阻器依尺寸定制而使VBIAS = VREF/2。表3列出了REF2030的主要技术规格。

图4：解决方案3（双输出基准电压- REF2030）

表3：REF2030技术规格

到目前为止，我们已经展示了三个生成双电压基准的拓扑结构。请关注下周的博文，我们将比较这三个解决方案的性能。

在我的上一个帖子中，我们讨论了生成两个高精度电压基准输出的三种拓扑结构。今天，我们将从三个方面，即他们输出之间的总体误差、漂移跟踪和匹配，来比较这三种解决方案的性能。

总体误差

方程式 (1) 将用百分比 (%) 给出的技术规格转换为百万分比 (ppm) 表示的技术规格。

（方程式1）

每个电压输出的总体误差性能指标取决于他的初始精度和工作温度范围内的漂移，如方程式(2) 中所给出的那样。

（方程式2）

在解决方案1中，由于在数据表中没有指定LM4140B的漂移典型值，我们使用70oC温度范围内的最大漂移技术规格来进行计算。在解决方案2中，偏移电压 (VBIAS) 由REF5030A，电阻器网络和一个缓冲器产生。因此，正如第一部分中方程式 (1) 所指定的那样，初始精度和漂移可以表示为这三个误差源的RSS值。由于REF2030和REF5030A使用打包方法来确定漂移，计算的温度范围为整个工作温度范围，或者说165oC。

表1显示VREF在解决方案1和解决方案2中具有相同的性能时，他的VBIAS输出的误差会大很多。需要注意的是，VBIAS在解决方案2中的误差包括来自VREF的误差。由于两个输出上的高初始精度和低温度漂移，解决方案3在三个解决方案中具有最低误差。

表1：每个输出电压误差原因比较

漂移跟踪和匹配

这个双输出系统的另外一个重要技术规格是漂移跟踪，这个参数描述了特定温度范围内两个电压之间的匹配准确度，计算方法如方程式 (3) 所示。图1显示了REF2030的漂移跟踪性能典型值。

（方程式3）

图1：VREF和VBIAS跟踪与温度之间的关系图

由于我们在解决方案1中采用了两个独立的电压基准，理论上来讲，这两个基准也许不会直接相互跟踪，所以跟踪是他们最大温度漂移 (11 ppm/oC) 的RSS值。由于LM4140B的额定温度范围只在0°C至70oC之间，这个漂移跟踪只适用于这个温度范围。

在解决方案2中，由于VREF的误差在两个输出上同时存在，VREF和VBIAS之间的漂移跟踪 (δTracking) 只取决于电阻器网络 (δRES) 和缓冲器 (δBUF) 的漂移，计算方法如方程式 (4) 所示。

（方程式4）

在确定初始精度误差的情况下，我们也可以计算输出在RSS方面的匹配程度（在温度为25oC时），计算方法如方程式 (5) 所示。

表2显示了比较汇总。请注意，解决方案中的漂移跟踪和输出匹配在很大程度上取决于电阻器的精度。虽然解决方案2中两个输出的跟踪稍微好一些，但是输出间的匹配要远远逊色于解决方案3。实际上，解决方案3要比解决方案好大约900ppm。这意味着，仅仅将漂移减少2 ppm/°C就需要解决方案2中的温度变化达到450°C，这样才能使其变为更加准确的解决方案。计算结果的更多细节请参考data.xlsx。

表2：输出匹配和漂移跟踪比较

从计算结果中我们了解到解决方案3在大多数情况下具有最佳总体性能。然而，在现实中，模拟工程师必须考虑除性能以外的更多因素。请密切关注下周的博文，到时我们将从PCB空间和成本方面比较三个解决方案。

方案2可以使用孪生电阻和斩波稳零运放配合。电阻的相对温漂是零点几个ppm，自稳零运放的温漂也很小。效果应该没有博文中说的那么差。

学习了；

签名真有意思，，高手