基于高性能LDO线性稳压器的设计
时间：10-02
整理：3721RD
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电源管理系统己成为当前集成电路产业发展中的一个热点，也是一个必不可缺的技术。没有电源管理，许多市场都将不存在。电源管理可使移动电话、笔记本电脑、遥控电视、可靠的电话服务等许多市场成为现实。现如今，电子产品己普及到工作与生活的各个方面，其性能价格比愈来愈高，功能愈来愈强，而供电的电源电路在整机电路中也是越来越重要。
电源系统设计不合理，就会影响到整个系统的架构、产品的特性组合、元件的选择、软件的设计和功率分配架构等。在不同的电流负载下，如何保证LDO的稳定性，对LDO的设计是一个挑战。为此本文提出了一种LDO，并采用平滑极点跟随技术来解决不同电流负载下的极点偏移所导致的稳定性问题，从而提高了PSRR。同时，其过压保护电路也较好的防止了LDO输出供电电压过大的问题。
1 电路设计
本设计中LDO的电路结构。本LDO的基本结构由4级构成，主要利用误差放大器A1、电压放大器A2、电压缓冲器A3、电压调整管MPl和反馈网络构成的负反馈环路来维持VOUT的稳定。米勒电容C1用来为电路进行频率补偿，第二级与第3J的带宽要大，以便保证LDO处在稳定状态。同时也应保证在较宽的频带下调整管的输出电阻维持不变，以便得到较好的电源抑制性能。若将A2、A3、A4简化成一个，这样，一个两级米勒补偿的运算放大器的LDO增益带宽即可表示成：式中，gm1是A1的跨导。由上可以看到，增益带宽不随负载电容的变化而改变。其主极点P1可以表示成：Rol是A1的输出电阻，类似于两级米勒补偿的运放。一般都希望合并后的第二级放大器是一个单极点系统，由于米勒补偿引入的极点分离，次级点P2可近似表示成：式中，是的跨导，gm4是A4的跨导。为了让次级点一直在输出节点，第二级和第3J的输出极点必须推到一个比次级点大很多的很高的频率上。为了保证其稳定性，次级点需要保持在输出节点。
对于一个内部米勒补偿的高增益系统，米勒补偿能够更好地在较大的负载电容范围内控制其稳定性，同时，它也会提供一个更好的瞬态响应。因为米勒电容形成的一个高频负反馈能直接耦合到输出，而高增益能够得到较好的直流及负载调制。不过测试结果显示，在负载电流大幅度变化时LDO会有50 mV左右的调整。这是因为直流负载调制的性能被bonding wire的寄生电容所限制，直流的IR压降通过寄生电容会直接恶化直流负载调制。 LDO的输出电流要求从0到全负载(本设计为100mA)，因此gm4也会随负载电流而变化，导致次级点P2也会随着负载电流的变化而变化。设计时可用平滑极点技术来解决这个问题，对于R和MP2串联组成的电路，它能动态的根据负载电流的变化来进行偏置。在大负载电流状况下，R和MP2能够偏置更大的电流以展宽电路带宽，同时降低输出电阻以适应次级点P2被推到更高的频率下。在小负载电流状态下，P2在较低的频率，并将R和MP2偏置在更窄的带宽和更大的电阻以保证其稳定性。静态偏置电流要尽量小，以保证电路的低功耗。
调整管的栅极可设计成对地电阻明显大于对VDD的电阻，以使得调整管的栅极能够跟随电源的变化，从而得到更好的电源抑制性。为了产生一个较小的对VDD的电阻，可用R和M串联接在栅极与VDD之间。如果LDO的负载电流很小，那么，调整管将工作在弱反或亚阈值区，因此，MP的Vcs小于Vth，由于MP和MP的Vcs是相等的，MP被关掉。在这种情况下，R由前级电路的N管偏置。当LDO的负载电流很大时，调整管的Vcs增加，MP打开，并以一个很小的电阻开启与R串联，此时MP表现为一个开关。此时调整管栅极对VDD的电阻会极大地减小，同时前级偏置电流增加，带宽也会增加。从环路稳定性来说，它允许LDO通过动态的改变调整管栅极处的带宽和电阻来适应负载电流的改变，从而较好地提高电路的瞬态响应。
2 过压保护
当LDO的输出电源电压高于一定数值时，过压保护电路会自动启动，并对电源电压进行调整；而当电源电压恢复到正常范围时，保护电路又会自动关闭。图2为过压保护电路结构。需要注意的是，保护电路的调整管需要对大电流进行泄放，因而需要在版图上对其进行特殊处理。
3 仿真结果
本芯片采用SMIC 0．18μm CMOS Logic工艺设计并流片。芯片面积为l70x280μm，静态电流为200μA，电容采用MOM实现，其整体版图如图3所示。版图内大部分为功率管及米勒电容。输出电源线的走线应当尽量宽，同时可用多层金属，以减小线上电阻。
电源系统设计不合理，就会影响到整个系统的架构、产品的特性组合、元件的选择、软件的设计和功率分配架构等。在不同的电流负载下，如何保证LDO的稳定性，对LDO的设计是一个挑战。为此本文提出了一种LDO，并采用平滑极点跟随技术来解决不同电流负载下的极点偏移所导致的稳定性问题，从而提高了PSRR。同时，其过压保护电路也较好的防止了LDO输出供电电压过大的问题。
1 电路设计
本设计中LDO的电路结构。本LDO的基本结构由4级构成，主要利用误差放大器A1、电压放大器A2、电压缓冲器A3、电压调整管MPl和反馈网络构成的负反馈环路来维持VOUT的稳定。米勒电容C1用来为电路进行频率补偿，第二级与第3J的带宽要大，以便保证LDO处在稳定状态。同时也应保证在较宽的频带下调整管的输出电阻维持不变，以便得到较好的电源抑制性能。若将A2、A3、A4简化成一个，这样，一个两级米勒补偿的运算放大器的LDO增益带宽即可表示成：式中，gm1是A1的跨导。由上可以看到，增益带宽不随负载电容的变化而改变。其主极点P1可以表示成：Rol是A1的输出电阻，类似于两级米勒补偿的运放。一般都希望合并后的第二级放大器是一个单极点系统，由于米勒补偿引入的极点分离，次级点P2可近似表示成：式中，是的跨导，gm4是A4的跨导。为了让次级点一直在输出节点，第二级和第3J的输出极点必须推到一个比次级点大很多的很高的频率上。为了保证其稳定性，次级点需要保持在输出节点。
对于一个内部米勒补偿的高增益系统，米勒补偿能够更好地在较大的负载电容范围内控制其稳定性，同时，它也会提供一个更好的瞬态响应。因为米勒电容形成的一个高频负反馈能直接耦合到输出，而高增益能够得到较好的直流及负载调制。不过测试结果显示，在负载电流大幅度变化时LDO会有50 mV左右的调整。这是因为直流负载调制的性能被bonding wire的寄生电容所限制，直流的IR压降通过寄生电容会直接恶化直流负载调制。 LDO的输出电流要求从0到全负载(本设计为100mA)，因此gm4也会随负载电流而变化，导致次级点P2也会随着负载电流的变化而变化。设计时可用平滑极点技术来解决这个问题，对于R和MP2串联组成的电路，它能动态的根据负载电流的变化来进行偏置。在大负载电流状况下，R和MP2能够偏置更大的电流以展宽电路带宽，同时降低输出电阻以适应次级点P2被推到更高的频率下。在小负载电流状态下，P2在较低的频率，并将R和MP2偏置在更窄的带宽和更大的电阻以保证其稳定性。静态偏置电流要尽量小，以保证电路的低功耗。
调整管的栅极可设计成对地电阻明显大于对VDD的电阻，以使得调整管的栅极能够跟随电源的变化，从而得到更好的电源抑制性。为了产生一个较小的对VDD的电阻，可用R和M串联接在栅极与VDD之间。如果LDO的负载电流很小，那么，调整管将工作在弱反或亚阈值区，因此，MP的Vcs小于Vth，由于MP和MP的Vcs是相等的，MP被关掉。在这种情况下，R由前级电路的N管偏置。当LDO的负载电流很大时，调整管的Vcs增加，MP打开，并以一个很小的电阻开启与R串联，此时MP表现为一个开关。此时调整管栅极对VDD的电阻会极大地减小，同时前级偏置电流增加，带宽也会增加。从环路稳定性来说，它允许LDO通过动态的改变调整管栅极处的带宽和电阻来适应负载电流的改变，从而较好地提高电路的瞬态响应。
2 过压保护
当LDO的输出电源电压高于一定数值时，过压保护电路会自动启动，并对电源电压进行调整；而当电源电压恢复到正常范围时，保护电路又会自动关闭。图2为过压保护电路结构。需要注意的是，保护电路的调整管需要对大电流进行泄放，因而需要在版图上对其进行特殊处理。
3 仿真结果
本芯片采用SMIC 0．18μm CMOS Logic工艺设计并流片。芯片面积为l70x280μm，静态电流为200μA，电容采用MOM实现，其整体版图如图3所示。版图内大部分为功率管及米勒电容。输出电源线的走线应当尽量宽，同时可用多层金属，以减小线上电阻。
好像还不错
大神，求Schematic！
配上电路图就更好了