关于CST的I求解器的精度问题
1.首先是发现i求解器定义精度的地方起码有三处，不太清楚都是什么精度，首先I求解器主界面上的一个数值，应该是迭代的residual，点开special里面左上角还有一个有关精度的（手边没有cst，只记得下拉框1st low memory,2nd good accuracy什么的），右下角还有关于MLFMM精度的一个下拉框，当然界面上还有一个复选框是使用双精度也和精度有关，这个明白，其他的2个关系到哪一部分精度不是很清楚。
2.采用i求解器默认值主界面上1e-3，special里面左上角是1st，右下角mlfmm那个好像也是第一项，计算设置好的模型（模型大致是两个天线相向放置，中间隔开一定的距离，一个发射一个接受，求一个频点的S21，类似耦合问题），I求解器默认（auto）采用MLFMM算法计算，发现每次求解结果都不一样，S21大概在-19dB左右，（我记得差别能有正负0.5dB，我认为这对数值求解来说是不可接受的），每次迭代的次数（达到收敛条件）也不同，residual也不同。改成1e-4之后情况好了一些，再更改special内的两个，一个改成2nd good accuracy（改成3rd后计算会很慢很慢），MLFMM精度改成high accuracy之后，结果稳定了很多（和此前默认精度的结果也有差别，大概-18dB），但还是会有变化，基本上在有效数字后4位了。我不太清楚CST的I求解器在什么地方有随机性，才会出现这种每次计算结果都会有差别的情况。另：利用FEKO计算同一问题，默认3e-3精度，每次的residual都不会变化，当然结果也很稳定。
3.使用direct MOM算法计算的结果在-14dB左右，和MLFMM差别较大，但结果很稳定，每次计算结果都一样。
4.i求解器的结果和t求解器的结果有一定差别，这个倒是可是接受，即使T求解器，网格划分不同结果也会有所不同，另：FEKO计算结果和T求解器的倒是比较接近，在-18dB左右。
5.但是我进行参数扫描（移动其中一个天线的位置）观察S21时，用MOM算出的结果整体趋势和T求解器得出的结果差别很大，根本无法接受（前提是T求解器的结果是正确的，经过验证的），用MLFMM得到的结果虽然趋势上和T求解器的结果相近，但S21较小的情况下差别还是较大，而且精度的MLFMM的结果，在明显对称的位置上得到的结果不一样，低端有些震荡趋势，不可信，高精度的虽然稳定了，还是和T求解器有不小差别。
6.另外试了cst自带的i求解器的例子，计算一个天线的s11，也会有这种现象。
注：以上仿真全部使用cst2011（忘了是sp几了），默认网格划分（没什么特别的结构，普通的喇叭天线），采用waveguide port馈电。
望大神帮忙给些解释，谢谢。
没人帮忙，看帮助文档大概能了解一些这些精度代表什么，但还是不知道为什么每次计算都会不同
找到了feko参数扫描的方法，发现结果还是没有cst时域求解器的结果好，明明该对称的两端数值不一样，，比最大值低20db后和cst时域结果差别大一些，曲线有振荡现象，不平滑，左右该对称的不对称，是不是积分方程算法就不适合这种问题呢?
另：还是不知道cst的i求解器为什么每次计算结果都不一样
这种大尺度的天线耦合问题还就是MOM方法最适合。了解了各种算法的原理就好解释你遇到的各种情况了。
I算法是高频渐进方法，采用SBR，弹跳射线方法，类似于光线的传播和反射，射线条数和反射次数你是自己可选的，当然条数越多，反射次数越多计算量会增大，但精度却不一定就增加。这也是高频算法本身的问题，你采用这种方法就应该知道它可能的问题。
MLFMM是采用迭代方法求解矩阵方程，当然迭代法的初始值和残差都会影响最终的计算结果。
direct MOM是采用直接法求解矩阵方程，也就是对稠密矩阵直接做LU分解，这样做虽然计算量大，占用内存大但是精度能保证很高，并且解稳定。
总之，必须根据你的问题和需求确定计算的策略。
首先谢谢回复，等了好久，这几天都没时间看看
不过我还有些问题
1.这个问题尺度并不大，就是一个20dB的标准增益喇叭天线（我用的8.212.4GHz）加一个标准开口波导，对积分算法来说不算电大问题了，用T求解器比较慢是因为我要扩展出1m*1m的外空间
2.i算法（应该是指我说的CST中的i求解器吧）不是高频渐进方法，A求解器才是
3.MLFMM是迭代求解的，“当然迭代法的初始值和残差都会影响最终的计算结果”这个我完全同意，但是我的意思是“在不改变任何设置的情况下，MLFMM每次计算结果都不一样”
4.MOM的直接解法你的观点我也同意，但在试验我的问题时，稳定但不正确。
谢谢
问题1：和 FEKO对比，I求解器的三个精度设置意义分别是收敛终止条件、变量单精度双精度运算（关乎内存占用，和编程中单精度和双精度一个概念，一般采用单精度就够用了），另外一个关乎网格数，准确度越低支持的网格步长越长，计算时间相对越短。这些前两个FEKO中均有体现，而准确度的设定在FEKO的版本更迭中隐含了。
问题2：这个问题理论上不应该出现，我想知道小编是采用的远场源还是带结构进去算的，如果远场源的话应该不会有此问题。关乎算法本身，I求解器没有采用混合算法，这种电尺寸的问题建议采用时域求解，I计算电大尺寸的，另外如果结构中有腔体或者能量多次反射的情况下使用MLFMM是不合适的，这是算法的缺陷，不是软件问题，这种问题无论是CST的I还是FEKO都算不准。还有计算天线耦合度的时候在-19dB有0.5dB左右的偏差工程上是可以接受的吧?
问题3：直接矩量法的话计算要仔细设置网格（FEKO中也一样），网格模型变化的话，算出来的结果会变化的，我觉得直接矩量法的话网格不妨密一点，默认的一个波长剖三个网格精度不够
问题4：这些算法都需要设计师介入网格划分，而不是HFSS或者CST的F求解器傻瓜自适应加密就行了的，网格模型的变化难免会导致计算效率和结果变化，这个要靠经验积累的，目前我也在学习
。
问题5：天线相对位置的变化结果发生变化，根本上就是耦合强度的变化，算法在求解各天线的方向图的准确性（不仅仅是主瓣区域，包括电平较低的旁瓣和尾瓣），我觉得不妨用时域来算，和之前模型一样，不同的求解器求解应该可以相互验证的。
谢谢回复，好久没来了
谢谢这么耐心的解答，关于精度的问题，三个精度是指除去单双精度运算还有三个，第一个是i求解器主界面上的是收敛终止条件（也就是残差吧），第二个那个1st，2nd什么的下拉列表（点开special左上角）是关乎网格数的吗?
那第三个MLFMM（点开special右下角）是什么呢?
这个确实出现了，采用的是波端口源（就是上面说的waveguide port），结构中算不上有腔体或多次反射，就是个天线耦合问题，-19dB有0.5dB偏差在工程上可以接受，但在我没有变动任何参数，无任何随机变量的情况下进行数值计算，这个结果我认为是不可接受的
嗯，这个我确实没改，FEKO也用的是默认的，不过算的结果要好一些，最起码趋势是对的
我也是考虑模型都很普通，此前单独算其中的任何一个都是默认的就行，t求解器求耦合也没问题，也是为了试验i求解器，所以没人工干预。
如1楼，t求解器算过了，只是慢，结果很好，正是因为i求解器的结果和t求解器对应不起来，所以才测试i求解器
另：FEKO参数扫描我找到方法了，和cst高精度的MLFMM类似问题，在明显对称的位置上得到的结果不一样，FEKO的好处是每次计算结果都一样
看了一会这个帖子，几个问题想了解一下：
1、小编说计算的时候，CST的I求解器（无论MOM还是MLFMM）每次的计算结果都不一样?这个我可从来没遇见过，我现在在想的是，是不是我的论文都得算无效了。
2、什么算法更适合，这个问题我认为如果是窄带，单频点且电小，FEM和MOM都可以，不过CST的MOM和FEM以前在端口设置上需要盖上一个金属brick方能算是端口设置正确，现在不知道是否还是这样；如果是宽带，关注全频段S21，那么还是时域合适。至于小编非要设置一个1m的边界距离，我觉得没必要，因为CST的时域算法的PML层虽然不那么完美，但是也能做到0.001的反射系数，即-30dB，我觉得够用了，对于误差的引入可以说是忽略不计的，因此按照默认的1/4波长即可，不然浪费的网格和时间都挺可惜。
3、我曾经验证过CST的MOM、FEM、FIT和TLM在一个带细缝的机箱辐射问题上的精确度和时间比较，经过一番调整，所有的精度都到了可接受的程度，但是MOM和FEM的资源消耗确实远大于了FIT和TLM，因为我一直在做EMC方面的东西，所以后来就再也没用过其他几个求解器。