转自RF社区-无线设备射频功放设计的革命性演进趋势
时间：10-02
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手机、智能手机、个人导航设备(PND)和MP3播放器等无线通信设备是现今最炙手可热的消费电子产品；而功率放大器(PA)则是这些设备中的关键组件。因此，PA的重要性及业界对之的关注均显着增加。 一直以来，PA都是电子设备中的耗能大户，大大缩短了移动设备宝贵的电池寿命。例如，一个典型的WiMAX无线电设备中，基带和收发器的功耗只有约600mW，而PA的功耗却接近1.3W。 工程师在设计PA之前，有许多选择供他们仔细考虑。设计工程师面临的第一个问题是：采用硅材料还是III-V族材料(砷化镓，即GaAs)本文将概述影响PA设计的一些重要问题，并探讨多种基本半导体技术的优劣势，而这些技术将决定在硅和III-V族(砷化镓，即GaAs)的争战中谁将胜出。 电子行业日新月异，近来的许多技术革新都对PA设计有不可忽视的影响。采用了正交频分复用(OFDM)方案的技术，如WiFi、WiMAX和LTE，为PA带来了一些最具挑战性的工作环境。 这些应用中采用的PA需要高线性度来满足信噪比(SNR)目标，同时还必须能够处理与OFDM有关的高峰均功率比。 此外，基于WiFi(802.11)和WiMAX(802.1)的标准是目前中国以及全球增长最快的使用技术。因此，我们必须关注在低功耗(<1W)、高线性度OFDM PA应用中，GaAs与硅的争夺之战。 不论PA设计人员选择了硅或GaAs，他们都需要进一步选择其它选项，而每个选项都有其优缺点，需要设计人员仔细权衡，以求满足所设计应用的特定要求。 譬如，在GaAs方面，有众多设计选项，如：
1. GaAs HBT(基于双极型)
2. GaAs pHEMT(基于前端FET技术)
3. GaAs BiFET(双极型和多种FET技术的混合)
注： pHEMT=应变型高电子迁移率晶体管 FET=场效应晶体管
在硅方面，工程师可以采用以下技术进行设计：
1. CMOS(基于FET)
2. SiGe BiCMOS(速度更高，双极型和FET技术的混合)
目前，OFDM PA设计的技术选择有GaAs HBT和SiGe BiCMOS。 迄今为止，GaAs一直广泛用于OFDM，因为它能够在转换频率(fT)和击穿电压之间取得更好的权衡来提供大功率。 最近10年间，硅技术发展迅速，要选择出具有主导优势的技术变得越来越困难。 直到几年前，2GHz和50mW以上的器件都是采用GaAs来设计的；但今天，在接近1W的功率级，可以采用SiGe BiCMOS PA，甚至在10GHz频率下，这些器件也能够充分发挥其功能。 如果效率是你的PA设计的关键，GaAs技术将仍然能够表现出最佳性能，尤其是在功率较大的情况下。此外，GaAs技术还具有更大的击穿电压，可以使PA设计更为稳健。不过好消息是，业界已经成功开发了能够保护击穿电压较低的硅器件的电路。 更复杂的是，对于容许较低输出功率(小于15dBm)和相当低效率(约10%)的应用，集成式CMOS PA正开始成为2.4和5GHz的选项之一。 与“SiGe半导体公司”这个名字相反，我们其实同时采用GaAs和硅技术来设计PA，故能够为设计工程师就每一种技术在特定应用中的优劣势提供客观公允的看法。
单一设备中使用多种无线电技术
目前，业界存在着多种不同的无线通信技术，这种局面常常导致在单个设备中有多个射频器件同时工作。例如，在通话期间利用蓝牙耳机时，蓝牙和蜂窝必须同时工作。此外，在网络切换期间，移动设备上的WiMAX和蜂窝无线电会同时启动；当GPS用于蜂窝电话上时，蜂窝和GPS也会同时启动。 图1所示为一个双模WiMAX/WCDMA无线电典型实例。在该例中，一个WCDMA子卡位于一个WiMAX模块之上，而且二者非常接近。如果WiMAX和WCDMA无线电必须同时工作(在网络切换时需要)，则必须注意确保二者间互不干扰。
图1：双模WCDMA/WiMAX无线电。(WiMAX模块、WCDMA子卡、)
你可能会问这与PA有什么关系?因为WCDMA和WiMAX的工作频率并不一样，所以我们也许可以假定，即使两个无线电同时工作，也不会产生任何问题。 然而，实际情况并非如此。一个无线电在另一个无线电的通带内所发出的噪声，在接收器端是无法被过滤掉的，而且更会降低受害接收器的灵敏度。当两个无线电被配置在同一个设备中时，这个问题最为明显(见图1)，因为一个无线电发出的信号会毫无衰减地到达另一个无线电的接收器。 为阐明这一技术挑战，让我们考虑下面的情形： 我们有一WiMAX无线电，工作频率为2.5到2.7GHz；而发射功率为23dBm；以及一个会受影响的WCDMA无线电，其接收信号频率为2.17GHz。我们希望能确定WCDMA无线电的噪声容限，并由此得知其灵敏度，以测出最小信号，并确保WiMAX无线电工作时不会因任何小于0.1dB的信号而受损。 WCDMA的信道带宽为3.84MHz；而要编码CDMA信号则需要117dBm的灵敏度。假设编码增益为21dB(128位芯片代码长度)，则灵敏度为-96dBm/3.84MHz，或-161.8dBm/Hz。 基于此，WCDMA天线的噪声必须低于-170.9dBm/Hz，使灵敏度只减小0.1dB(-178.1dBm+ -161.8dBm，结果是-161.7dBm的净噪声)。 当然，随信号从WiMAX Tx天线传输到WCDMA Rx天线，WiMAX PA发出的噪声功率会减小。不过，由于两个无线电靠得非常近，天线之间的隔离最多只能在20dB左右，因此WiMAX无线电的输出噪声必须低于-150.9dBm/Hz。 计算出WiMAX无线电的输出噪声目标后，我们就可以考虑PA设计所牵涉的范围了。假设PA的输入噪声在噪声基底(-174dBm/Hz)上，PA在2.17GHz时的增益30dB，噪声系数5dB。那么，PA的净噪声将为-174+30+5=-139dBm/Hz，而且，为使WCDMAPA的灵敏度只减小0.1dB，需要2170MHz/12dB的额外滤波。 这样看来，滤波器的最佳位置似乎是直接跟在PA后面。然而，这种做法不值得推荐，因为PA之后的任何损耗都将导致显着的额外功耗，而这种功耗将以热的形式耗散。其次，滤波器损耗的影响会随输出功率的增加而更严重。例如，假设共存滤波器有1.5dB的损耗，PA的效率为20%(表1显示了不同输出功率下，该滤波器对功耗和PA净效率的影响)。对于18dBm的输出功率，1.5dB的滤波器损耗会造成大约130mW的额外DC功耗，其中一部分在滤波器中消耗(26mW)，剩下的大部分(104mW)都是PA消耗的。PA必须增大1.5dB才能克服滤波器的损耗。当发射功率为23dBm时，增加滤波器会增加411mW的功耗。在26dBm时，功耗增加821mW。若是把滤波器放在PA后面，则可能导致严重的能量损耗(尤其是在输出功率较高时)，缩短电池寿命。此外，因为PA必须做得比较大才能克服滤波器损耗，所以成本也会增加。同时，还有一点需注意的，即在每一个输出功率下，1.5dB的后置PA损耗都会使PA效率降低相同数量，从20%到大约14.2%。
表1：后置PA损耗对功耗的影响。
(想要得到的输出功率、后置PA共存滤波器损耗、所需输出功耗、PA功耗(假设无后置PA损耗)、实际PA功耗、额外的功耗、PAE净值) 设计工程师的目标如果不是降低功耗，则最好不要把共存滤波器放在PA之后，但也不能放在PA之前，因为大部分噪声实际上都是在PA内产生的。要获得最佳性能，滤波器的最佳位置是放在PA级之间，在PA芯片内。 这样，产生了一个问题：即哪一种技术最适合于实现集成式滤波器。最初，基于GaAs的半导体技术颇具优势，因为无源器件的基板损耗较低，可获得“更高的Q”(系统振荡频率与能量消耗速度之比)。然而，前面提及的硅工艺不断演进发展，现在已经可以在绝缘二氧化硅(SiO2)上制作无源器件了，而且其性能还可媲美在更低损耗的GaAs基板上制作的器件。 不过，还有另一个必须额外考虑的事项。 在调谐领域，数字控制线路的运用为硅技术提供了一大优势。当前的半导体晶圆生产存在着容限，难以把无源器件的电容电感，控制到能满足要求严苛的共存滤波器所需的精度。这意味着需要对器件进行某些形式的后生产调谐，来满足共存滤波器的要求。SiGe BiCMOS或Si-CMOS技术能够把模拟或数字控制集成在调谐锐截止滤波器(sharp filter)中。
数字自适应预失真(DAPD)技术的开发
按照摩尔定律，随着数字硬件的价格不断下降，数字自适应预失真(DAPD)校正技术的成本也会逐年降低，变得越来越具吸引力。 在一个DAPD系统中(如图2所示)，PA的输出被采样，下行转换到基带，然后与输入信号进行比较。系统会对由功放所造成的相位和振幅失真进行检测，然后调节基带信号，以准确抵消这些失真。这种技术可以提高PA的总体效率。 预失真的代价不仅仅是成本方面的。RF输出信号的下行转换以及信号处理的执行都会产生额外的功耗。设计工程师必须一直确保效率提高的优势，能够弥补实现这些额外功能性所需的成本代价。查找表往往极少更新，而DAPD模块大多数时间都是关断的，这意味着DAPD的使用一般对材料清单的影响可忽略不计。
图2：数字自适应预失真系统的模块示意图。
(基带、调制器、查找表、查找表更新、基带波包、RF输出)业界公认，当DAPD与高度非线性技术开发的PA配合使用时，可发挥最大的作用。预失真器所需的功率远远小于放大器的功率，故较大的放大器也同样受到影响。例如，集成式CMOS PA现已开始整合在低功率WiFi 手机中，这些 CMOS PA的fT 非常低，需要在极高的电流密度下工作才能获得所需的线性度，来满足WiFi EVM规范要求。若这些器件在较低电流下工作，它们会变得高度非线性，这时，采用了集成式CMOS PA的WiFi设备必须使用DAPD。但即使是使用了预失真技术，集成式CMOS PA的效率也相当低，一般小于10%。不过，由于这些器件都在较低的输出功率下(通常小于40mW)工作，因此效率不是那么重要，DAPD已能确保足够的线性度。 GaAs和SiGe晶体管的固有线性特征减少了对预失真的需求，可以用作CMOS的替代方案。不过，要注意的是，预失真还可改善误差向量幅度(EVM)和频谱模板(spectral mask)，因此能够提高性能。 要优化带DAPD的PA的性能，最好是按最大效率而非最大线性度来设计。此外，通过优化反馈，设计工程师能够调节预失真以进一步校正EVM或频谱模板。在某些情况下，比如当输出功率增加导致WiFi PA模板特性大幅受限时，因为带外发射(out-of-band emission)的限制规定了最大绝对发射级别，所以这是十分重要的。这方面还有其它一些系统，比如日本新推出的xgPHS，采用了256QAM调制，需要工程师针对EVM校正来优化DAPD。 对DAPD来说，不存在什么优选技术。至于GaAs或BiCMOS PA，预失真不是必须的，但它有助于提高效率，尤其是在输出功率较高时。 对于CMOS PA，因为这种技术的效率相当低，所以预失真却是一项必备要求。
耗电量最小化
PA一般是根据额定输出功率下的耗电量来标注的，而功率附加效率(PAE)则通常在全功率下定义。当输出功率降低时，从PA流出的电流也随之而降低。但流出的电流与输出功率并不成线性关系，例如，如果输出功率降低50%(3dB)，电流一般只减小20%左右。 此外，当输出功率回退近零时，因PA的偏置电流之故，电流不会降为零，而是在PA静态电流(Icq)处达到饱和。 在许多应用中，静态电流无关紧要。譬如，若PA在最大功率附近工作时，只要它发射功率，就会产生功耗，这时回退不重要，且静态电流(Icq)也变得不相关。 802.11 WiFi PA就是这样的典型例子。当数据被发射时，PA启动，并一直在最大功率下工作，但在发射脉冲之间，它则被禁用，并同样只消耗泄漏电流。 如果一个PA是针对广大范围的发射功率而设计的，则回退功率级下的功耗和Icq变得十分重要。这一点在CDMA和WiMAX PA中显然可见。WiMAX需要45dB的最小发射动态范围，因为功率控制是整个网络固有的。(图3显示了CDMA和WiMAX网络中移动设备可能的发射功率分布)。对于CDMA，由图可看出，手机主要在-4dBm下发射，极少在最大功率下发射。 对于WiMAX，手机主要在10dBm左右下发射，正如CDMA设备很少在最大功率下发射。此图还标示了一个典型PA的耗电量与输出功率的关系。由于PA最常在低功率下发射，因此可看出尽量减小较低输出功率下的耗电量以尽可能延长电池寿命的重要性。
图3：CDMA和WiMAX网络设备的发射功率分布。
(输出功率分布、发生概率、电流、输出功率、电流消耗) 至于在回退功率下能否获得高效率，不同技术之间没有什么优势差异──它们全都相当差。例如，典型WiMAX PA的Icq为100mA。如果我们假设PA在0dBm功率时电流为Icq，则功耗为330mW，且在0dBm输出功率下效率只有0.3%；另一方面，在满额定功率下它的效率约为20%。
低输出功率下的功耗降低技术
一项可减小低输出功率下功耗的有效技术，是在低输出功率下使输出级旁路，把RF能量发送到末级周围。输出级是最大的级，吸取电流最多。因为输出级被旁路时无耗电，故这项技术能够降低增益，显着减少PA的电流。 开关是实现输出级旁路最受欢迎的方法。其中最常用的是带有FET开关的技术，因为这些器件的损耗低得多，并且线性度更好。因此，pHEMT或GaAs BiFET工艺都是很好的选择。SiGe BiCMOS工艺也十分适合于开发低静态电流器件。目前的绝缘体上硅(SOI)技术可以创建出媲美GaAs开关的SOI开关。
利用GaAs HBT或CMOS技术来制造高效开关就要困难得多，因此这些技术通常不适合作为超低静态电流的输出级旁路方案。
PA与泄漏电流 如果无线系统中没有数据发射，PA会被禁用，而在理想情况下，这时是完全无功耗的。然而，除非开关与驱动PA的电源串联(但由于成本、尺寸和功耗的原因，这种方案不可取)，PA将总是让供电电压加载在集电极(双极型器件)或漏极(FET器件)上。在实际情况中，虽然PA是“关断的”，但仍总是有少量的泄漏电流流过。这个泄漏电流属于一种寄生电池泄漏，会缩短移动设备的待机时间。对手机这类待机时间至关重要的设备而言，低泄漏电流常常是一项必不可少的严格要求。 在前面已讨论过的技术中，大多数都可以用来解决满足低泄漏要求的技术难题。GaAs HBT、SiGe HBT和CMOS PA都能够实现低泄漏电流，泄漏电流一般在10μA之下。 鉴于其技术特性，一般来说，pHEMT PA的泄漏电流大于其它技术制造的PA。从技术层面来说，pHEMT的栅极看起来像一个二极管，所以阈值电压必须相当低(大大小于二极管的电压降)。因此，通过栅极加载0V，可能产生可测量的泄漏电流。其它技术则带有绝缘栅，故阈值电压较高，泄漏电流因此而小得多。 移动电话生产商不断努力地减少会使电池耗尽、待机时间缩短的组件。pHEMT器件泄漏电流大的缺点常常被指为pHEMT技术未获移动设备采用的理由。但事实上，它们对移动设备待机时间的影响极小。一个处于关断状态、有100uA泄漏电流的pHEMT PA一般要10000个小时 (417天)才会耗尽一个普通的1000mA-hr电池。 不过，虽然GaAs pHEMT泄漏电流上的缺陷使其不常用于移动电话这类待机时间非常重要的设备，但它们仍然是膝上型电脑等设备的不错选择。
前端IC的集成和开发
智能电话是移动电子设备市场增长最快的产品之一。这些设备结合了双频带WiFi、多频带蜂窝、GPS、FM和蓝牙等无线电器件，在市场迅速流行开来，但在一定的外形尺寸中集成所有功能也变得越来越困难了。RF前端包含了收发器和天线之间的所有组件，有助于大幅减小占位面积。RF前端供应商为此努力不懈，通信设备中RF前端组件的尺寸一直在不断缩小。
图4的时间线清楚显示了RF前端模块的集成度演进及其占位面积缩小的趋势。
2002年：RF前端模块包含了与众多分立式器件不匹配的PA，占位面积16x18mm。 2005年：前端层压板模块集成了分立式表面安装组件用于匹配，占位面积8x7mm。 2007年：许多分立式匹配组件被集成式无源器件所取代，后者提供的功能性相同，但无需层压板，占位面积4x4mm。 这种集成度演进模式在硅IC的发展历程中屡见不鲜，被称为“计算器”(calculator)范例。按此规律，下一步就应该是前端集成电路(FEIC)的开发，如本图最后两张图片所示，其外形尺寸可小至3x3mm。FEIC提供把PA、LNA、开关和滤波器都集成在单个芯片上的可能。 图4：WLAN无线电设备RF前端模块尺寸的演进趋势。(不匹配的PA、前端模块、前端IC) GaAs pHEMT和BiFET技术可用于制作性能出色的LNA、PA和开关，故也非常适合于FEIC。 如上所述，从最初的考虑来看，SiGe BiCMOS工艺似乎并非最佳选择，因为利用这种技术很难制造出高质量低损耗的开关。不过，随着近年来绝缘体上硅(SOI)技术的发展，市面上已有性能可媲美GaAs开关的SOI开关。因此，SiGe BiCMOS工艺也成为一种非常适合于FEIC开发的平台，而且我们预期这一领域将有大幅增长。事实上，当考虑到在同一个芯片上集成电池管理电路时，SiGe BiCMOS平台甚至更具吸引力。 总言之，对于前端IC的开发，CMOS和GaAsHBT不适合，而GaAs pHEMT和BiFET工艺以及结合了SOI技术的SiGe BiCMOS工艺，却都是上佳之选。
串行接口控制PA可望推动PA工作发生革命性变化
PA历来是独立式组件。即使在今天，大多数PA也只利用单个模拟选通信号来控制，故常常需要精度调节器。RF前端模块中，功放、低噪放大器和开关都集成于单封装器件中，故把控制信号从基带芯片发送到RF模块可能非常困难，特别是在多频带和多PA MIMO技术出现之后。例如，一个802.11abg MIMO无线电设备需要两个5GHz PA、两个5GHz LNA、两个2.4GHz PA、两个2.4GHz LNA、若干滤波器和Rx/Tx开关，其中每一个器件都必须单独控制。 目前的新兴趋势是利用串行接口来控制PA和/或RF前端模块内的组件。受串行接口控制的PA有可能彻底改变PA的工作方式，使数字接口向天线更靠近一步。在前端模块的复杂环境中，串行接口能够减少或去掉控制线路，大大简化从BB芯片出来的布线。此外，设计工程师还能够利用串行接口直接通过串行总线报告温度及检测器电压，以减少引脚数目，而且BB芯片上也无需A/D转换器。 串行接口首选硅工艺，比如CMOS和SiGe BiCMOS。GaAs工艺都缺乏互补器件(pFET或PNP晶体管)，因此不可能实现重要的逻辑或逻辑控制，比如GaAs芯片上的真值表。因此，基于HBT、BiFET或pHEMT的器件都需要一个额外的CMOS逻辑芯片来实现串行接口。 如果PA或RF前端的串行接口控制对你的设计很重要，那么合理的选择就是CMOS或SiGe BiCMOS工艺。
总结
近年来，PA的设计受到了众多重要问题的影响。本文总结了若干新问题，并概述了每一个问题是如何对PA的技术选择产生影响的，尤其是一些与OFDM调制一起使用的技术。CMOS PA适合于较低的输出功率，并需要采用数字自适应预失真技术来获得工作所需的线性度。 一直以来，高功率和高频PA都是采用GaAs HBT技术，但现在，高性能SiGe BiCMOS 功放开始与之有力抗衡。可串行接口控制和高集成度前端IC开发的数字逻辑器件的面世，对这种趋势起了强劲的推动作用。因此，GaAs HBT和GaAs pHEMT PA将用于更高的功率级和更为特别的应用。
作者：Peter Gammel博士 首席技术官
SiGe半导体公司
1. GaAs HBT(基于双极型)
2. GaAs pHEMT(基于前端FET技术)
3. GaAs BiFET(双极型和多种FET技术的混合)
注： pHEMT=应变型高电子迁移率晶体管 FET=场效应晶体管
在硅方面，工程师可以采用以下技术进行设计：
1. CMOS(基于FET)
2. SiGe BiCMOS(速度更高，双极型和FET技术的混合)
目前，OFDM PA设计的技术选择有GaAs HBT和SiGe BiCMOS。 迄今为止，GaAs一直广泛用于OFDM，因为它能够在转换频率(fT)和击穿电压之间取得更好的权衡来提供大功率。 最近10年间，硅技术发展迅速，要选择出具有主导优势的技术变得越来越困难。 直到几年前，2GHz和50mW以上的器件都是采用GaAs来设计的；但今天，在接近1W的功率级，可以采用SiGe BiCMOS PA，甚至在10GHz频率下，这些器件也能够充分发挥其功能。 如果效率是你的PA设计的关键，GaAs技术将仍然能够表现出最佳性能，尤其是在功率较大的情况下。此外，GaAs技术还具有更大的击穿电压，可以使PA设计更为稳健。不过好消息是，业界已经成功开发了能够保护击穿电压较低的硅器件的电路。 更复杂的是，对于容许较低输出功率(小于15dBm)和相当低效率(约10%)的应用，集成式CMOS PA正开始成为2.4和5GHz的选项之一。 与“SiGe半导体公司”这个名字相反，我们其实同时采用GaAs和硅技术来设计PA，故能够为设计工程师就每一种技术在特定应用中的优劣势提供客观公允的看法。
单一设备中使用多种无线电技术
目前，业界存在着多种不同的无线通信技术，这种局面常常导致在单个设备中有多个射频器件同时工作。例如，在通话期间利用蓝牙耳机时，蓝牙和蜂窝必须同时工作。此外，在网络切换期间，移动设备上的WiMAX和蜂窝无线电会同时启动；当GPS用于蜂窝电话上时，蜂窝和GPS也会同时启动。 图1所示为一个双模WiMAX/WCDMA无线电典型实例。在该例中，一个WCDMA子卡位于一个WiMAX模块之上，而且二者非常接近。如果WiMAX和WCDMA无线电必须同时工作(在网络切换时需要)，则必须注意确保二者间互不干扰。
图1：双模WCDMA/WiMAX无线电。(WiMAX模块、WCDMA子卡、)
你可能会问这与PA有什么关系?因为WCDMA和WiMAX的工作频率并不一样，所以我们也许可以假定，即使两个无线电同时工作，也不会产生任何问题。 然而，实际情况并非如此。一个无线电在另一个无线电的通带内所发出的噪声，在接收器端是无法被过滤掉的，而且更会降低受害接收器的灵敏度。当两个无线电被配置在同一个设备中时，这个问题最为明显(见图1)，因为一个无线电发出的信号会毫无衰减地到达另一个无线电的接收器。 为阐明这一技术挑战，让我们考虑下面的情形： 我们有一WiMAX无线电，工作频率为2.5到2.7GHz；而发射功率为23dBm；以及一个会受影响的WCDMA无线电，其接收信号频率为2.17GHz。我们希望能确定WCDMA无线电的噪声容限，并由此得知其灵敏度，以测出最小信号，并确保WiMAX无线电工作时不会因任何小于0.1dB的信号而受损。 WCDMA的信道带宽为3.84MHz；而要编码CDMA信号则需要117dBm的灵敏度。假设编码增益为21dB(128位芯片代码长度)，则灵敏度为-96dBm/3.84MHz，或-161.8dBm/Hz。 基于此，WCDMA天线的噪声必须低于-170.9dBm/Hz，使灵敏度只减小0.1dB(-178.1dBm+ -161.8dBm，结果是-161.7dBm的净噪声)。 当然，随信号从WiMAX Tx天线传输到WCDMA Rx天线，WiMAX PA发出的噪声功率会减小。不过，由于两个无线电靠得非常近，天线之间的隔离最多只能在20dB左右，因此WiMAX无线电的输出噪声必须低于-150.9dBm/Hz。 计算出WiMAX无线电的输出噪声目标后，我们就可以考虑PA设计所牵涉的范围了。假设PA的输入噪声在噪声基底(-174dBm/Hz)上，PA在2.17GHz时的增益30dB，噪声系数5dB。那么，PA的净噪声将为-174+30+5=-139dBm/Hz，而且，为使WCDMAPA的灵敏度只减小0.1dB，需要2170MHz/12dB的额外滤波。 这样看来，滤波器的最佳位置似乎是直接跟在PA后面。然而，这种做法不值得推荐，因为PA之后的任何损耗都将导致显着的额外功耗，而这种功耗将以热的形式耗散。其次，滤波器损耗的影响会随输出功率的增加而更严重。例如，假设共存滤波器有1.5dB的损耗，PA的效率为20%(表1显示了不同输出功率下，该滤波器对功耗和PA净效率的影响)。对于18dBm的输出功率，1.5dB的滤波器损耗会造成大约130mW的额外DC功耗，其中一部分在滤波器中消耗(26mW)，剩下的大部分(104mW)都是PA消耗的。PA必须增大1.5dB才能克服滤波器的损耗。当发射功率为23dBm时，增加滤波器会增加411mW的功耗。在26dBm时，功耗增加821mW。若是把滤波器放在PA后面，则可能导致严重的能量损耗(尤其是在输出功率较高时)，缩短电池寿命。此外，因为PA必须做得比较大才能克服滤波器损耗，所以成本也会增加。同时，还有一点需注意的，即在每一个输出功率下，1.5dB的后置PA损耗都会使PA效率降低相同数量，从20%到大约14.2%。
表1：后置PA损耗对功耗的影响。
(想要得到的输出功率、后置PA共存滤波器损耗、所需输出功耗、PA功耗(假设无后置PA损耗)、实际PA功耗、额外的功耗、PAE净值) 设计工程师的目标如果不是降低功耗，则最好不要把共存滤波器放在PA之后，但也不能放在PA之前，因为大部分噪声实际上都是在PA内产生的。要获得最佳性能，滤波器的最佳位置是放在PA级之间，在PA芯片内。 这样，产生了一个问题：即哪一种技术最适合于实现集成式滤波器。最初，基于GaAs的半导体技术颇具优势，因为无源器件的基板损耗较低，可获得“更高的Q”(系统振荡频率与能量消耗速度之比)。然而，前面提及的硅工艺不断演进发展，现在已经可以在绝缘二氧化硅(SiO2)上制作无源器件了，而且其性能还可媲美在更低损耗的GaAs基板上制作的器件。 不过，还有另一个必须额外考虑的事项。 在调谐领域，数字控制线路的运用为硅技术提供了一大优势。当前的半导体晶圆生产存在着容限，难以把无源器件的电容电感，控制到能满足要求严苛的共存滤波器所需的精度。这意味着需要对器件进行某些形式的后生产调谐，来满足共存滤波器的要求。SiGe BiCMOS或Si-CMOS技术能够把模拟或数字控制集成在调谐锐截止滤波器(sharp filter)中。
数字自适应预失真(DAPD)技术的开发
按照摩尔定律，随着数字硬件的价格不断下降，数字自适应预失真(DAPD)校正技术的成本也会逐年降低，变得越来越具吸引力。 在一个DAPD系统中(如图2所示)，PA的输出被采样，下行转换到基带，然后与输入信号进行比较。系统会对由功放所造成的相位和振幅失真进行检测，然后调节基带信号，以准确抵消这些失真。这种技术可以提高PA的总体效率。 预失真的代价不仅仅是成本方面的。RF输出信号的下行转换以及信号处理的执行都会产生额外的功耗。设计工程师必须一直确保效率提高的优势，能够弥补实现这些额外功能性所需的成本代价。查找表往往极少更新，而DAPD模块大多数时间都是关断的，这意味着DAPD的使用一般对材料清单的影响可忽略不计。
图2：数字自适应预失真系统的模块示意图。
(基带、调制器、查找表、查找表更新、基带波包、RF输出)业界公认，当DAPD与高度非线性技术开发的PA配合使用时，可发挥最大的作用。预失真器所需的功率远远小于放大器的功率，故较大的放大器也同样受到影响。例如，集成式CMOS PA现已开始整合在低功率WiFi 手机中，这些 CMOS PA的fT 非常低，需要在极高的电流密度下工作才能获得所需的线性度，来满足WiFi EVM规范要求。若这些器件在较低电流下工作，它们会变得高度非线性，这时，采用了集成式CMOS PA的WiFi设备必须使用DAPD。但即使是使用了预失真技术，集成式CMOS PA的效率也相当低，一般小于10%。不过，由于这些器件都在较低的输出功率下(通常小于40mW)工作，因此效率不是那么重要，DAPD已能确保足够的线性度。 GaAs和SiGe晶体管的固有线性特征减少了对预失真的需求，可以用作CMOS的替代方案。不过，要注意的是，预失真还可改善误差向量幅度(EVM)和频谱模板(spectral mask)，因此能够提高性能。 要优化带DAPD的PA的性能，最好是按最大效率而非最大线性度来设计。此外，通过优化反馈，设计工程师能够调节预失真以进一步校正EVM或频谱模板。在某些情况下，比如当输出功率增加导致WiFi PA模板特性大幅受限时，因为带外发射(out-of-band emission)的限制规定了最大绝对发射级别，所以这是十分重要的。这方面还有其它一些系统，比如日本新推出的xgPHS，采用了256QAM调制，需要工程师针对EVM校正来优化DAPD。 对DAPD来说，不存在什么优选技术。至于GaAs或BiCMOS PA，预失真不是必须的，但它有助于提高效率，尤其是在输出功率较高时。 对于CMOS PA，因为这种技术的效率相当低，所以预失真却是一项必备要求。
耗电量最小化
PA一般是根据额定输出功率下的耗电量来标注的，而功率附加效率(PAE)则通常在全功率下定义。当输出功率降低时，从PA流出的电流也随之而降低。但流出的电流与输出功率并不成线性关系，例如，如果输出功率降低50%(3dB)，电流一般只减小20%左右。 此外，当输出功率回退近零时，因PA的偏置电流之故，电流不会降为零，而是在PA静态电流(Icq)处达到饱和。 在许多应用中，静态电流无关紧要。譬如，若PA在最大功率附近工作时，只要它发射功率，就会产生功耗，这时回退不重要，且静态电流(Icq)也变得不相关。 802.11 WiFi PA就是这样的典型例子。当数据被发射时，PA启动，并一直在最大功率下工作，但在发射脉冲之间，它则被禁用，并同样只消耗泄漏电流。 如果一个PA是针对广大范围的发射功率而设计的，则回退功率级下的功耗和Icq变得十分重要。这一点在CDMA和WiMAX PA中显然可见。WiMAX需要45dB的最小发射动态范围，因为功率控制是整个网络固有的。(图3显示了CDMA和WiMAX网络中移动设备可能的发射功率分布)。对于CDMA，由图可看出，手机主要在-4dBm下发射，极少在最大功率下发射。 对于WiMAX，手机主要在10dBm左右下发射，正如CDMA设备很少在最大功率下发射。此图还标示了一个典型PA的耗电量与输出功率的关系。由于PA最常在低功率下发射，因此可看出尽量减小较低输出功率下的耗电量以尽可能延长电池寿命的重要性。
图3：CDMA和WiMAX网络设备的发射功率分布。
(输出功率分布、发生概率、电流、输出功率、电流消耗) 至于在回退功率下能否获得高效率，不同技术之间没有什么优势差异──它们全都相当差。例如，典型WiMAX PA的Icq为100mA。如果我们假设PA在0dBm功率时电流为Icq，则功耗为330mW，且在0dBm输出功率下效率只有0.3%；另一方面，在满额定功率下它的效率约为20%。
低输出功率下的功耗降低技术
一项可减小低输出功率下功耗的有效技术，是在低输出功率下使输出级旁路，把RF能量发送到末级周围。输出级是最大的级，吸取电流最多。因为输出级被旁路时无耗电，故这项技术能够降低增益，显着减少PA的电流。 开关是实现输出级旁路最受欢迎的方法。其中最常用的是带有FET开关的技术，因为这些器件的损耗低得多，并且线性度更好。因此，pHEMT或GaAs BiFET工艺都是很好的选择。SiGe BiCMOS工艺也十分适合于开发低静态电流器件。目前的绝缘体上硅(SOI)技术可以创建出媲美GaAs开关的SOI开关。
利用GaAs HBT或CMOS技术来制造高效开关就要困难得多，因此这些技术通常不适合作为超低静态电流的输出级旁路方案。
PA与泄漏电流 如果无线系统中没有数据发射，PA会被禁用，而在理想情况下，这时是完全无功耗的。然而，除非开关与驱动PA的电源串联(但由于成本、尺寸和功耗的原因，这种方案不可取)，PA将总是让供电电压加载在集电极(双极型器件)或漏极(FET器件)上。在实际情况中，虽然PA是“关断的”，但仍总是有少量的泄漏电流流过。这个泄漏电流属于一种寄生电池泄漏，会缩短移动设备的待机时间。对手机这类待机时间至关重要的设备而言，低泄漏电流常常是一项必不可少的严格要求。 在前面已讨论过的技术中，大多数都可以用来解决满足低泄漏要求的技术难题。GaAs HBT、SiGe HBT和CMOS PA都能够实现低泄漏电流，泄漏电流一般在10μA之下。 鉴于其技术特性，一般来说，pHEMT PA的泄漏电流大于其它技术制造的PA。从技术层面来说，pHEMT的栅极看起来像一个二极管，所以阈值电压必须相当低(大大小于二极管的电压降)。因此，通过栅极加载0V，可能产生可测量的泄漏电流。其它技术则带有绝缘栅，故阈值电压较高，泄漏电流因此而小得多。 移动电话生产商不断努力地减少会使电池耗尽、待机时间缩短的组件。pHEMT器件泄漏电流大的缺点常常被指为pHEMT技术未获移动设备采用的理由。但事实上，它们对移动设备待机时间的影响极小。一个处于关断状态、有100uA泄漏电流的pHEMT PA一般要10000个小时 (417天)才会耗尽一个普通的1000mA-hr电池。 不过，虽然GaAs pHEMT泄漏电流上的缺陷使其不常用于移动电话这类待机时间非常重要的设备，但它们仍然是膝上型电脑等设备的不错选择。
前端IC的集成和开发
智能电话是移动电子设备市场增长最快的产品之一。这些设备结合了双频带WiFi、多频带蜂窝、GPS、FM和蓝牙等无线电器件，在市场迅速流行开来，但在一定的外形尺寸中集成所有功能也变得越来越困难了。RF前端包含了收发器和天线之间的所有组件，有助于大幅减小占位面积。RF前端供应商为此努力不懈，通信设备中RF前端组件的尺寸一直在不断缩小。
图4的时间线清楚显示了RF前端模块的集成度演进及其占位面积缩小的趋势。
2002年：RF前端模块包含了与众多分立式器件不匹配的PA，占位面积16x18mm。 2005年：前端层压板模块集成了分立式表面安装组件用于匹配，占位面积8x7mm。 2007年：许多分立式匹配组件被集成式无源器件所取代，后者提供的功能性相同，但无需层压板，占位面积4x4mm。 这种集成度演进模式在硅IC的发展历程中屡见不鲜，被称为“计算器”(calculator)范例。按此规律，下一步就应该是前端集成电路(FEIC)的开发，如本图最后两张图片所示，其外形尺寸可小至3x3mm。FEIC提供把PA、LNA、开关和滤波器都集成在单个芯片上的可能。 图4：WLAN无线电设备RF前端模块尺寸的演进趋势。(不匹配的PA、前端模块、前端IC) GaAs pHEMT和BiFET技术可用于制作性能出色的LNA、PA和开关，故也非常适合于FEIC。 如上所述，从最初的考虑来看，SiGe BiCMOS工艺似乎并非最佳选择，因为利用这种技术很难制造出高质量低损耗的开关。不过，随着近年来绝缘体上硅(SOI)技术的发展，市面上已有性能可媲美GaAs开关的SOI开关。因此，SiGe BiCMOS工艺也成为一种非常适合于FEIC开发的平台，而且我们预期这一领域将有大幅增长。事实上，当考虑到在同一个芯片上集成电池管理电路时，SiGe BiCMOS平台甚至更具吸引力。 总言之，对于前端IC的开发，CMOS和GaAsHBT不适合，而GaAs pHEMT和BiFET工艺以及结合了SOI技术的SiGe BiCMOS工艺，却都是上佳之选。
串行接口控制PA可望推动PA工作发生革命性变化
PA历来是独立式组件。即使在今天，大多数PA也只利用单个模拟选通信号来控制，故常常需要精度调节器。RF前端模块中，功放、低噪放大器和开关都集成于单封装器件中，故把控制信号从基带芯片发送到RF模块可能非常困难，特别是在多频带和多PA MIMO技术出现之后。例如，一个802.11abg MIMO无线电设备需要两个5GHz PA、两个5GHz LNA、两个2.4GHz PA、两个2.4GHz LNA、若干滤波器和Rx/Tx开关，其中每一个器件都必须单独控制。 目前的新兴趋势是利用串行接口来控制PA和/或RF前端模块内的组件。受串行接口控制的PA有可能彻底改变PA的工作方式，使数字接口向天线更靠近一步。在前端模块的复杂环境中，串行接口能够减少或去掉控制线路，大大简化从BB芯片出来的布线。此外，设计工程师还能够利用串行接口直接通过串行总线报告温度及检测器电压，以减少引脚数目，而且BB芯片上也无需A/D转换器。 串行接口首选硅工艺，比如CMOS和SiGe BiCMOS。GaAs工艺都缺乏互补器件(pFET或PNP晶体管)，因此不可能实现重要的逻辑或逻辑控制，比如GaAs芯片上的真值表。因此，基于HBT、BiFET或pHEMT的器件都需要一个额外的CMOS逻辑芯片来实现串行接口。 如果PA或RF前端的串行接口控制对你的设计很重要，那么合理的选择就是CMOS或SiGe BiCMOS工艺。
总结
近年来，PA的设计受到了众多重要问题的影响。本文总结了若干新问题，并概述了每一个问题是如何对PA的技术选择产生影响的，尤其是一些与OFDM调制一起使用的技术。CMOS PA适合于较低的输出功率，并需要采用数字自适应预失真技术来获得工作所需的线性度。 一直以来，高功率和高频PA都是采用GaAs HBT技术，但现在，高性能SiGe BiCMOS 功放开始与之有力抗衡。可串行接口控制和高集成度前端IC开发的数字逻辑器件的面世，对这种趋势起了强劲的推动作用。因此，GaAs HBT和GaAs pHEMT PA将用于更高的功率级和更为特别的应用。
作者：Peter Gammel博士 首席技术官
SiGe半导体公司
这是来自与非网的一篇技术文章
排版有点糟糕
看起来会比较费劲
深感抱歉
帮你大概弄了下
学习了，请问在手机中如何实现数字自适应预失真(DAPD)，达到用于手机的小体积和低功耗
其中的上下变频滤波AD/DA是否可以集成到一片芯片中
学习了:15bb
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